【图文】射频电路理论与技术(微带线的不均匀性)_百度文库
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射频电路理论与技术(微带线的不均匀性)
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价格：20积分VIP价：16积分《北邮电磁场与微波实验报告》 www.wenku1.com
北邮电磁场与微波实验报告日期：
信息与通信工程学院电磁场与微波实验报告 实验题目：微波器件设计与仿真 班 姓 学 日 级：名： 号： 期： 实验二 分支线匹配器一、实验目的1.掌握支节匹配器的工作原理2.掌握微带线的基本概念和元件模型3.掌握微带分支线匹配器的设计与仿真二、实验原理1.支节匹配器随着工作频率的提高及相应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，当波长变得明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件替代分立元件而得到广泛应用。因此，在频率高达以上时，在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立的电抗元件，实现阻抗匹配网络。常用的匹配电路有：支节匹配器，四分之一波长阻抗变换器，指数线匹配器等。支节匹配器分单支节、双支节和三支节匹配。这类匹配器是在主传输线并联适当的电纳（或串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。此电纳或电抗元件常用一终端短路或开路段构成。2. 微带线从微波制造的观点看，这种调谐电路是方便的，因为不需要集总元件，而且并联调谐短截线特别容易制成微带线或带状线形式。微带线由于其结构小巧，可用印刷的方法做成平面电路，易于与其它无源和有源微波器件集成等特点，被广泛应用于实际微波电路中。三、实验内容已知： 输入阻抗 Zin=75Ω负载阻抗 Zl=（64+j75）Ω特性阻抗 Z0=75Ω介质基片面性 εr=2.55 ,H=1mm假定负载在2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离 d1=λ/4,两分支线之间的距离为d2=λ/8。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从1.8GHz至2.2GHz的变化。四、实验步骤1.建立新项目，确定项目频率，步骤同实验1的1-3步。2.将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳图上，步骤类似实验1的4-6步。3.设计单支节匹配网络，在圆图上确定分支z与负载的距离d以及分支线的长度1，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。注意在圆图上标出的电角度360度对应二分之一波长，即λ/2。4.在设计环境中将微带线放置在原理图中。将微带线的衬底材料放在原理图中，选择MSUB并将其拖放在原理图中，双击该元件打开ELEMENT OPTIONS 对话框，将介质的相对介电常数、介质厚度H、导体厚度依次输入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择行当的模型。5.负载阻抗选电阻与电感的串联形式，连接各元件端口。添加PORT，GND，完成原理图，并且将项目频率改为扫频1.8-2.2GHz.6.在PROJ下添加图，添加测量，进行分析。7.设计双支节匹配网络，重新建立一个新的原理图，在圆图上确定分支线的长度l1、l2，重复上面步骤3~5。五、仿真过程1、单支节匹配在Output Equation中绘制Smith圆图，代码如下： 绘制的圆图如图所示。标记出了归一化的输入阻抗zin和负载阻抗zl。绘出了负载等反射系数圆R，纯电纳等反射系数圆Rs和匹配圆Rm。
单支节匹配器仿真结果
使用TXLINE计算器计算过程匹配按如下步骤进行：首先从负载处（标号4346.5）沿等反射系数圆移动到与匹配圆焦点处（标号229.5），可知移动了198.83°（注意到圆图上360°对应半波长，故计算采用的角度为99.415°），对应的电尺寸可以使用TXLINE计算器得到，为L=28.823mm，W=1.4373mm。其次从标号229.5点处，得到单支节传输线阻抗为?j0.53，在Rs圆上作出该点（标号为18895），其角度为55.88°，从开路点向源方向顺时针旋转到该点，可知移动了304.12°，同理使用TXLINE计算器可得到支节的电尺寸，为L=44.198mm，W=1.4373mm。由以上的分析与计算，可绘制电路图，如图1.1所示。参数为调谐后的值。
图1.1单支节匹配器电路图所选微带线模型的含义：TL1：输入端口处的微带线TL2：负载到支节的微带线MTEE表示T型接头MLEF（YL3）表示终端开路单支节微带线MSUB表示微带线衬底材料输入端的反射系数如图1.2所示。
图1.2输入端反射系数仿真图2、双支节匹配双支节匹配时在Output Equation中增量添加如下代码。 如图1.5所示为双支节匹配Smith圆图。其中Rf是旋转后的匹配圆，zl1是负载阻抗沿着传输线移动?/4即180°以后得到的点（设为A点）。Rmm是zl1点所在的等电导圆，沿着该圆顺时针旋转到Rf圆的交点（设为B点），作出该交点的等发射系数圆Rp，交匹配圆Rm（设为C点）。A点到B点导纳值相减即为第一支节的阻抗值，为1.523，B点到C点导纳值之差即为第二支节的阻抗值，为2.16。在纯电纳等反射系数圆（即最大的圆Rs）上作出两个支节的阻抗值，从开路点顺时针移动到此两点，读出移动的角度分别为113.4°和130.3°。
图1.5 双支节匹配器仿真结果
使用TXLINE计算器计算过程根据以上分析和作图，由TXLINE计算器可得到电尺寸数值，第一支节L=16.48mm，第二支节L=18.94mm，第一段传输线（从负载到第一支节）L=26.16mm，第二段传输线（从第一支节到第二支节）L=13.08mm，各段传输线均有宽度W=1.4373mm。作出电路图如图1.6所示。参数为调谐后的值。 图1.6 双支节匹配器电路图所选微带线模型的含义： TL1：匹配源 TL5：第二支节 TL7：第一支节 MTEE表示T型接头 MSUB表示微带线衬底材料输入端调谐后的反射系数如图1.7所示。 图1.7输入端反射系数仿真图调谐前输入端口的反射系数幅值严重偏离2GHz，经过调解微带线长度，反射系数幅值基本在2GHz处。调谐的原因：理论和实际可能存在差距。在调谐过后，中心频率达到理想值，在实际中会有比较好的性能。考虑不均匀性的原因：微带电路是分布参数电路，其尺寸和工作波长可比拟，因此要考虑其不均匀性，否则引起较大误差，因此需要调谐，并加入T型接头等等。如果去掉T型接头，反射系数幅值会偏离2GHz处。六、实验结论与思考阻抗匹配通常是为了获得最大传输功率，改善系统的信噪比。阻抗匹配的基本思想是将阻抗匹配网络放在负载和传输线之间。通常设计成向匹配网络看去阻抗是Z0。虽然在匹配网络和负载之间有多次反射，但是在匹配网络左侧传输线上的反射被消除了。阻抗匹配有多种方式，本实验采用的是短截线匹配，重点仿真了单支节和双支节匹配。仿真的主要方法是利用Smith圆图，依据串并联阻抗特性，旋转圆图，达到匹配，读取结果计算得到电路尺寸，然后绘制出电路图，经过调谐得到匹配网络的参数。实验中的难点在于标记阻抗值、绘制圆图中的等反射系数圆和导纳圆。阻抗值的标记需要进行变换，否则无法在导纳圆图中正确显示。发射系数圆的绘制采用定半径，然后360°旋转描点的方法。导纳圆的绘制需要结合使用旋转描点（单支节匹配时使用）、圆方程绘图的方法（双支节匹配时使用）及在圆图上旋转找交点读数得结果。 实验三四分之一波长阻抗变换器一、 实验目的1.掌握单枝节和多枝节四分之一波长变换器的工作原理。 2.了解单节和多节变换器工作带宽和反射系数的关系。 3.掌握单节和多节四分之一波长变换器的设计和仿真。二、 实验原理1.单节四分之一波长阻抗变化器四分之一波长变阻器是一种阻抗变换元件，它可以用于负载或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两端不同特性阻抗的微带连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变换器。1) 负载阻抗为纯电阻RL 2) 负载阻抗为负数ZlZ1=sqrt（Z0*Z0/p）将入/4变换器接在电压驻波波节位置（离负载为Lm处）。 Z1=sqrt（Z0*Z0*p）将入/4变换器接在电压驻波波腹位置（离负载为Ln处）。2.多节四分之一波长阻抗变化器 单节?/4变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用多节阻抗变换器。如图2.1为多节变阻器示意图。 图2.1 多节变阻器通常使多节变阻器具有对称结构，设置Zn单调递增或单调递减，所有?n符号相同，则?n?Zn?1?Zn Zn?1?Zn(2.1)其中n?0,1,?,N，且令Zn?1?ZL。令f1和f2分别为频带的上下边界，f0为中心频率，D为相对带宽，则有如下定义f0?f1?f22f1?f2f0(2.2)D?(2.3)取每段变阻器的长度为传输线波长的四分之一，即l??/4。1) 二项多节阻抗变换器 2) 切比雪夫多节阻抗变换器切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的模随角度按切比雪夫多项式变化。 三、实验内容（1）已知：负载阻抗为纯电阻RL=150欧姆，中心频率f0=3Ghz，主传输线特性阻抗Z0=50欧姆，介质基片面性 εr=2.55 ,H=1mm，最大反射系数不应超过0.1，设计1,2,3节二项式变阻器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。 （2）已知负载阻抗为复试：Zl=85-j*45欧姆，中心频率f0=3Ghz，主传输线特性阻抗Z0=50欧姆，在电压驻波波节处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器。 四 、实验步骤（1） 按照书上的公式进行1,2,3节的电阻的计算，然后再用Txline进行计算，标注到电路原理图即可（2） 对于负载阻抗是复数的，首先在史密斯圆图上标注在出阻抗和反射系数，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与史密斯圆图左半实轴的交点。 （3） 查阅相关的系数，设计切比雪夫变阻器。五、相关的实验图1. 1,2,3节四分之一波长变换器 1) 负载阻抗为纯电阻RL1节的电路原理图：
所选微带线模型的含义： TL1：匹配源 TL5：匹配单支节 TL3：匹配负载MSTEP$：宽度阶梯变换器 MSUB表示微带线衬底材料2节电路原理图：
所选微带线模型的含义： TL4：匹配源 TL6：第二支节 TL1：第一支节 TL3：匹配负载150欧 MSTEP$：宽度阶梯变换器 MSUB表示微带线衬底材料3节电路原理图：
所选微带线模型的含义： TL4：匹配源 TL9：第三支节 TL6：第二支节 TL1：第一支节 TL3：匹配负载150欧 MSTEP$：宽度阶梯变换器 MSUB表示微带线衬底材料1，2，3节的测量图：
结论：将纯电阻负载三种二项式变阻器的反射系数曲线绘制在一个图中，可清晰观察到随着节数的增加，通带变宽，变平坦。这也说明虽然单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，单其频带太窄的缺点是显而易见的，未获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器。2）负载阻抗是复数史密斯阻抗圆图： 相应的角度图：
电路图： 波节： 波腹 所选微带线模型的含义：TL4：匹配源TL1：匹配波节（腹）处输入阻抗TL3：单节阻抗变换器MSTEP$：宽度阶梯变换器MSUB表示微带线衬底材料测量图： 2. 切比雪夫阻抗变换器 阻抗比R=150/50=3，且反射系数不超过0.1，则ρm=1.22，查实验指导书附录的相对带宽为1是，ρ=1.18<1.22，符合。查找附录的切比雪夫变阻器归一化电阻值为：z1=1.24988，z2=1.732,z3=2.4,反归一化得，Z1=62.95Ω，Z2=86.6Ω，Z3=120Ω。电路图： 12683所选微带线模型的含义：TL1：匹配源TL2：第三支节TL6：第二支节TL8：第一支节TL3：匹配负载150欧MSTEP$：宽度阶梯变换器MSUB表示微带线衬底材料 切比雪夫和二项式的测量图对比：切比雪夫的工作带宽更宽，但是带内有波动，不够平坦 六、实验结果分析与思考随着变阻器节数的增加，?m?0.1处带宽逐渐增加，与理论计算结果基本相同。比较二项式变阻器与切比雪夫阻抗变换器的通带特性可发现，二项式阻抗变换器具有最平坦的通带特性，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器相比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的波纹为代价而得到最佳带宽的，因此带内平坦度不如二项式变阻器。七、实验心得体会 本文由(www.wenku1.com)首发，转载请保留网址和出处！
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