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模拟电路（157）
MOS器件的重要特性——15个为什么？（一）&&
&在阈值电压的表示式中，与掺杂浓度和温度有关的因素主要是半导体Fermi势ψB。当p型半导体衬底的掺杂浓度NA提高时，半导体Fermi能级趋向于价带顶变化，则半导体Fermi势ψB增大，从而就使得更加难以达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压增大。
当温度T升高时，半导体Fermi能级将趋向于禁带中央变化，则半导体Fermi势ψB减小，从而导致更加容易达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压降低。
（2）为什么E-MOSFET的源-漏电流在沟道夹断之后变得更大、并且是饱和的（即与源-漏电压无关）？
【答】E-MOSFET的沟道夹断是指栅极电压大于阈值电压、出现了沟道之后，源-漏电压使得沟道在漏极端夹断的一种状态。实际上，沟道在一端夹断并不等于完全没有沟道。当栅电压小于阈值电压时，则完全没有沟道，这是不导电的状态——截止状态。而沟道的夹断区由于是耗尽区，增加的源-漏电压也主要是降落在夹断区，则夹断区中存在很强的电场，只要有载流子到达夹断区的边缘，即可被电场拉过、从漏极输出，因此夹断区不但不阻止载流子通过，而相反地却能够很好地导电，所以有沟道、并且沟道在一端夹断的状态，是一种很好的导电状态，则沟道夹断之后的输出源-漏电流最大。
E-MOSFET的沟道在漏极端夹断以后，由于夹断区基本上是耗尽区，则再进一步增加的源-漏电压，即将主要是降落在夹断区，这就使得未被夹断的沟道——剩余沟道的长度基本上保持不变；而在沟道夹断之后的源-漏电流主要是决定于剩余沟道的长度，所以这时的源-漏电流也就基本上不随源-漏电压而变化——输出电流饱和。
（3）为什么短沟道E-MOSFET的饱和源-漏电流并不完全饱和？
对于短沟道MOSFET，引起输出源-漏电流饱和的原因基本上有两种：一种是沟道夹断所导致的电流饱和；另一种是速度饱和所导致的电流饱和。
对于沟道夹断的饱和，因为夹断区的长度会随着其上电压的增大而有所增大，则使得剩余沟道的长度也将随着源-漏电压而减短，从而就会引起源-漏电流相应地随着源-漏电压而有所增大——输出电流不完全饱和。不过，这种电流不饱的程度与沟道长度有关：对于长沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，可以忽略，所以这时沟道夹断之后的源-漏电流近似为“饱和”的；但是对于短沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，不能忽略，所以沟道夹断之后的源-漏电流将会明显地随着源-漏电压的增大而增加——不饱和。
对于速度饱和所引起的电流饱和情况，一般说来，当电场很强、载流子速度饱和之后，再进一步增大源-漏电压，也不会使电流增大。因此，这时的饱和电流原则上是与源-漏电压无关的。
对于短沟道MOSFET，还有一个导致电流不饱和的重要原因，即所谓DIBL（漏极感应源端势垒降低）效应。因为源区与沟道之间总是存在一个高低结所造成的势垒，当源-漏电压越高，就将使得该势垒越低，则通过沟道的源-漏电流越大，因此输出电流不会饱和。
总之，导致短沟道MOSFET电流不饱和的因素主要有沟道长度调制效应和DIBL效应。
（4）为什么E-MOSFET的饱和源-漏电流与饱和电压之间具有平方的关系？
【答】增强型MOSFET（E-MOSFET）的饱和源-漏电流表示式为&&
&饱和电压(VGS-VT)就是沟道夹断时的源-漏电压。在MOSFET的转移特性（IDsat～VGS）曲线上，E-MOSFET的饱和源-漏电流IDsat与饱和电压(VGS-VT)的关系即呈现为抛物线。导致出现这种平方关系的原因有二：
①沟道宽度越大，饱和源-漏电流越大，饱和电压也就越高；
②电流饱和就对应于沟道夹断，而夹断区即为耗尽层，其宽度与电压之间存在着平方根的关系，这就导致以上的平方结果。正因为MOSFET具有如此平方的电流-电压关系，所以常称其为平方率器件。
（5）为什么一般MOSFET的饱和源-漏电流具有负的温度系数？
&&&&&& 【答】MOSFET的饱和源-漏电流可表示为&&
&在此关系中，因为材料参数和器件结构参数均与温度的关系不大，则与温度有关的因素主要有二：阈值电压VT和载流子迁移率μn。
由于MOSFET的阈值电压VT具有负的温度系数，所以，随着温度的升高，就使得MOSFET的输出饱和源-漏电流随之增大，即导致电流具有正的温度系数。
而载流子迁移率μn，在室温附近一般将随着温度的升高而下降（主要是晶格振动散射起作用）：&&
式中To=300K，m=1.5～2.0。迁移率的这种温度特性即导致MOSFET的增益因子
也具有负的温度系数。从而，随着温度的升高，迁移率的下降就会导致MOSFET的输出源-漏电流减小，即电流具有负的温度系数。
综合以上阈值电压和载流子迁移率这两种因素的不同影响，则根据MOSFET饱和电流的表示式即可得知：
①当饱和电压(VGS-VT)较大（即VGS&&VT）时，阈值电压温度关系的影响可以忽略，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于载流子迁移率的温度关系，即具有负的温度系数（温度升高，IDS下降）；
②当饱和电压(VGS-VT)较小（即VGS～VT）时，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于阈值电压的温度关系，从而具有正的温度系数（温度升高，IDS也增大）。
而对于一般的MOSFET，为了获得较大的跨导，往往把饱和电压(VGS-VT)选取得较大，因此可以不考虑阈值电压的影响，于是饱和源-漏电流通常都具有负的温度系数。也因此，一般的MOSFET都具有一定的自我保护的功能，则可以把多个管芯直接并联起来，也不会出现因电流分配不均匀而引起的失效；利用这种并联管芯的办法即可方便地达到增大器件输出电流的目的（实际上，功率MOSFET就是采用这种措施来实现大电流的）。
（6）为什么MOSFET的饱和区跨导大于线性区的跨导？
【答】饱和区与线性区都是出现了沟道的状态，但是它们的根本差别就在于沟道是否被夹断。电压对沟道宽度的影响是：栅极电压将使沟道宽度均匀地发生变化，源-漏电压将使沟道宽度不均匀地发生变化（则会导致沟道首先在漏极端夹断）。
在线性区时，由于-漏电压较低，则整个沟道的宽度从头到尾变化不大，这时栅极电压控制沟道导电的能力相对地较差一些，于是跨导较小。同时，随着源-漏电压的增大，沟道宽度的变化增大，使得漏端处的沟道宽度变小，则栅极电压控制沟道导电的能力增强，跨导增大。
而在饱和区时，源-漏电压较高，沟道夹断，即在漏极端处的沟道宽度为0，于是栅极电压控制沟道导电的能力很强（微小的栅极电压即可控制沟道的导通与截止），所以这时的跨导很大。因此，饱和区跨导大于线性区跨导。
可见，沟道越是接近夹断，栅极的控制能力就越强，则跨导也就越大；沟道完全夹断后，电流饱和，则跨导达到最大——饱和跨导。
（7）为什么MOSFET的饱和跨导一般与饱和电压成正比？但为什么有时又与饱和电压成反比？
【答】①在源-漏电压VDS一定时：由E-MOSFET的饱和电流IDsat对栅电压的微分，即可得到饱和跨导gmsat与饱和电压(VGS-VT)成正比：&&
&这种正比关系的得来，是由于饱和电压越高，就意味着沟道越不容易夹断，则导电沟道厚度必然较大，因此在同样栅极电压下的输出源-漏电流就越大，从而跨导也就越大。
②在饱和电流IDsat一定时：饱和跨导gmsat却与饱和电压(VGS-VT)成反比：&&
这是由于饱和电压越高，就意味着沟道越难以夹断，则栅极的控制能力就越小，即跨导越小。
总之，在源-漏电压一定时，饱和跨导与饱和电压成正比，而在源-漏电流一定时，饱和跨导与饱和电压成反比。
这种相反的比例关系，在其他场合也存在着，例如功耗P与电阻R的关系：当电流一定时，功耗与电阻成正比（P=IV=I2R）；当电压一定时，功耗与电阻成反比（P=IV=V2/R）。
（8）为什么MOSFET的线性区源-漏电导等于饱和区的跨导（栅极跨导）？
【答】MOSFET的线性区源-漏电导gdlin和饱和区的栅极跨导gmsat，都是表征电压对沟道导电、即对源-漏电流控制能力大小的性能参数。
在线性区时，沟道未夹断，但源-漏电压将使沟道宽度不均匀；这时源-漏电压的变化，源-漏电导gdlin即表征着在沟道未夹断情况下、源-漏电压对源-漏电流的控制能力，这种控制就是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的。
而饱和区的栅极跨导——饱和跨导gmsat是表征着在沟道夹断情况下、栅-源电压对源-漏电流的控制能力，这时剩余沟道的宽度已经是不均匀的，则这种控制也相当于是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的，因此这时的栅极跨导就等效于线性区源-漏电导：&&
（9）为什么在E-MOSFET的栅-漏转移特性上，随着栅-源电压的增大，首先出现的是饱和区电流、然后才是线性区电流？
【答】E-MOSFET的栅-漏转移特性如图1所示。在栅-源电压VGS小于阈值电压VT时，器件截止（没有沟道），源-漏电流电流很小（称为亚阈电流）。&
在VGS&VT时，出现沟道，但如果源-漏电压VDS=0，则不会产生电流；只有在VGS&VT和VDS&0时，才会产生电流，这时必然有VDS &(VGS-VT)，因此MOSFET处于沟道夹断的饱和状态，于是源-漏电流随栅-源电压而平方地上升。相应地，饱和跨导随栅-源电压而线性地增大，这是由于饱和跨导与饱和电压(VGS-VT)成正比的缘故。
&&&&&& 而当栅-源电压进一步增大，使得VDS&(VGS-VT)时，则MOSFET又将转变为沟道未夹断的线性工作状态，于是源-漏电流随栅-源电压而线性地增大。这时，跨导不再变化（与栅电压无关）。
（10）为什么MOSFET的电流放大系数截止频率fT与跨导gm成正比？
【答】MOSFET的fT就是输出电流随着频率的升高而下降到等于输入电流时的频率。器件的跨导gm越大，输出的电流就越大，则输出电流随频率的下降也就越慢，从而截止频率就越大，即fT与gm有正比关系：
由于fT与gm的正比关系，就使得fT与饱和电压（VGS-VT）也有正比关系，从而高频率就要求较大的饱和电压。
（11）为什么提高MOSFET的频率与提高增益之间存在着矛盾？
【答】MOSFET的高频率要求它具有较大的跨导，而在源-漏电压一定的情况下，较大的跨导又要求它具有较大的饱和电压（VGS-VT），所以高频率也就要求有较大的饱和电压。
因为MOSFET的电压增益是在源-漏电流一定的情况下、输出电压VDS对栅-源电压VGS的微分，则饱和状态的电压增益Kvsat将要求器件具有较小的饱和电压（VGS-VT）：&
这是由于在IDsat一定时，饱和电压越低，饱和跨导就越大，故Kvsat也就越大。
可见，提高频率与增大电压增益，在对于器件饱和电压的要求上存在着矛盾。因此，在工作电流IDsat一定时，为了提高电压增益，就应该减小(VGS-VT)和增大沟道长度L。这种考虑对于高增益MOSFET具有重要的意义；但是这种减小(VGS-VT)的考虑却对于提高截止频率不利。
（12）为什么E-MOSFET的栅-源短接而构成的MOS二极管存在着“阈值损失”？
【答】这种集成MOS二极管的连接方式及其伏安特性如图2所示。因为栅极与漏极短接，则VGS=VDS。因此，当电压较小（VGS=VDS&VT）时，不会出现沟道，则器件处于截止状态，输出电流IDS=0；当电压高于阈值电压（VGS=VDS≥VT）时，因为总满足VDS&(VGS－VT)关系，于是出现了沟道、但总是被夹断的，所以器件处于饱和状态，输出源-漏电流最大、并且饱和，为恒流源。
&由于VGS=VDS，所以这种二极管的输出伏安特性将与转移特性完全一致。因为MOSFET的饱和输出电流IDsat与饱和电压(VGS－VT)之间有平方关系，所以该二极管在VGS=VDS≥VT时的输出伏安特性为抛物线关系，并且这也就是其转移特性的关系。
所谓阈值损失，例如在门电路中，是输出高电平要比电源电压低一个阈值电压大小的一种现象。由E型,栅-漏短接的MOS二极管的伏安特性可以见到，当其输出源-漏电流IDS降低到0时，其源-漏电压VDS也相应地降低到VT。这就意味着，这种二极管的输出电压最低只能下降到VT，而不能降低到0。这种“有电压、而没有电流”的性质，对于用作为有源负载的这种集成MOS二极管而言，就必将会造成阈值损失。
（13）为什么在MOSFET中存在有BJT的作用？这种作用有何危害？
【答】①对于常规的MOSFET：如图3（a）所示，源区、漏区和p衬底即构成了一个npn寄生晶体管。当沟道中的电场较强时，在夹断区附近的电子即将获得很大的能量而成为热电子，然后这些热电子通过与价电子的碰撞、电离，就会形成一股流向衬底的空穴电流Ib；该过衬底电流就是寄生晶体管的基极电流，在热电子效应较严重、衬底电流较大时，即可使寄生晶体管导通，从而破坏了MOSFET的性能。这种热电子效应的不良影响往往是较短沟道MOSFET的一种重要失效机理。
②对于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在着npnp的四层结构——晶闸管。当其中的BJT因为热电子效应而导通时，即可发生所谓“闩锁效应”、而导致器件失效。
③对于VDMOSFET：观察图3（b）中的结构，即可见到，当器件正向导通时，其中存在一个工作于放大状态的寄生n-p-n晶体管（n+源区是发射区，n-外延层是集电区，p沟道是基区）。该寄生晶体管的可能导电通道是与MOSFET的ID相并联的，故在VDMOSFET工作时，必须要注意防止寄生晶体管导通；否则，寄生晶体管的导通就可能引起二次击穿，使得功率MOSFET完全失去功能。
为了避免VDMOSFET在正向工作时、其中寄生n-p-n晶体管的导通，可以设法使寄生晶体管的电流放大系数变得很小、甚至减至为0——采用“阴极短路技术”，即把寄生晶体管的发射极与基极短接起来，工艺上就通过把发射区（源极区）的金属电极延伸到沟道体区的表面上来实现。因为这种阴极短路结构截断了发射极注入载流子的功能，所以能够防止寄生晶体管的导通。
对于VDMOSFET，在采用了阴极短路结构之后，实际上又恰恰在器件内部形成了一个p-n-n+二极管，这个二极管与VDMOSFET是反向并联的，这也就顺便地在VDMOSFET中设置了一个阻尼二极管（续流二极管），该二极管对于泄放反向电动势、防止主体晶体管的击穿具有重要作用。
&（14）为什么在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影响？
【答】如图4所示，源-漏电流是从芯片表面向下流动的，并在电流通路的两侧是pn结，因此这种电流输运的过程，从工作原理上来看，就相当于是一个寄生JFET。从而可以把VDMOSFET等效为一个MOSFET与一个寄生JFET的串联组合，其中很大部分n-漂移区就相当于是寄生JFET的沟道。
由于JFET的输出交流电阻非常大，同时也因为较高的源-漏电压而具有很大的输出直流电阻，所以就使得VDMOSFET的导通电阻大大增加，因此n-漂移区的厚度和掺杂浓度对整个器件性能的影响都较大。
为了消除VDMOSFET中寄生JFET的影响，以降低导通电阻，就必须在结构上加以改变，由此发展出了V形槽栅、U形槽栅和沟槽（Trench）栅等结构的MOSFET。
（15）IGBT和MCT都是MOS栅极控制的功率场效应晶体管，为什么说它们是两种完全不同的器件？
【答】IGBT（绝缘栅双极型场效应晶体管）和MCT（MOS控制晶闸管）的共同点主要有：
①都是MOS栅极控制的器件，则具有功率场效应晶体管的优点；
②在结构上，其中都存在着四层、三结的晶闸管结构，因此在一定条件下会出现阳极电流闩锁效应；
③它们都可以采用多个元胞并联的结构，因此可以获得很大的工作电流；
③它们都是有两种载流子参与工作的器件，因此都是双极型的场效应晶体管，导通电阻低，但开关速度也相对地要比MOSFET的低。
IGBT和MCT的最大不同点就在于它们的工作状态和性质不相同，因此说它们是两种完全不同的器件：
①IGBT的工作电流主要是通过MOS沟道的电流，而其中的晶闸管电流是需要极力避免的（IGBT的最大工作电流——擎住电流就是其中晶闸管不导通时的电流），因此从本质上来看，IGBT基本上是一种MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的许多优点，例如较强的栅极的控制能力和较低的驱动功率（因为有很大的输入电阻和较小的输入电容之故）。
而MCT与IGBT的恰恰相反，它的工作电流主要是晶闸管电流，至于MOS沟道的电流，则主要是起着触发晶闸管导通或者关断的作用，不是MCT的主要工作电流，因此从本质上来看，MCT基本上是一种晶闸管——双极型器件，从而MCT具有导通电阻很低、耐压很高、功率容量很大的优点。
②IGBT虽然在本质上是一种MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因为IGBT在导通工作时，有少数载流子注入到高阻的耐压层（漂移区），可以产生电导调制，则它的导通电阻较小，增大了器件的电流容量（电流密度要比VDMOSFET的高2～3倍）；同时由于高阻耐压层的引入而提高了工作电压。因此IGBT的功率容量很大。只是IGBT的开关速度，由于少数载流子的引入而相应地有所降低。
③虽然MCT本质上是一种晶闸管，而且MOS栅极可以关断阳极电流，但MCT又不同于一般的可关断晶闸管（GTO）。因为MCT实际上是一种把单极型的MOSFET与双极型的晶闸管组合而成的复合型器件，也是一种所谓Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和双极型器件二者的长处：较强的栅极控制能力，较低的驱动功率，较高的开关速度，较大功率容量。
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BJT晶体三极管开关特性
时间： 20:39 来源：电路图之家 作者：编辑部
一、三极管的电流放大原理
晶体三极管（以下简称三极管）按材料分有两种：储管和硅管。
而每一种又有NPN和PnP两种结构形式，但使用最多的是硅NPN和PnP两种三极管，两者除了电源极性不同外，其工作原理都是相同的，下面仅介绍NPN硅管的电流放大原理。
在制造三极管时，有意识地使发射区的多数载流子浓度大于基区的，同时基区做得很薄，而且，要严格控制杂质含量，这样，一旦接通电源后，由于发射结正确，发射区的多数载流子（电子）极基区的多数载流子（控穴）很容易地截越过发射结构互相向反方各扩散，但因前者的浓度基大于后者，所以通过发射结的电流基本上是电子流，这股电子流称为发射极电流Ie。由于基区很薄,加上集电结的反偏，注入基区的电子大部分越过集电结进入集电区而形成集电集电流Ic，只剩下很少（1-10%）的电子在基区的空穴进行复合，被复合掉的基区空穴由基极电源Eb重新补纪念给，从而形成了基极电流Ibo根据电流连续性原理得：Ie=Ib+Ic这就是说，在基极补充一个很小的Ib，就可以在集电极上得到一个较大的Ic，这就是所谓电流放大作用，Ic与Ib是维持一定的比例关系，即：&1=Ic/Ib式中：&--称为直流放大倍数，集电极电流的变化量△Ic与基极电流的变化量△Ib之比为：&=△Ic/△Ib式中&--称为交流电流放大倍数，由于低频时&1和&的数值相差不大，所以有时为了方便起见，对两者不作严格区分，&值约为几十至一百多。三极管是一种电流放大器件，但在实际使用中常常利用三极管的电流放大作用，通过电阻转变为电压放大作用。
二、三极管的特性曲线
1、输入特性图2（b)是三极管的输入特性曲线，它表示Ib随Ube的变化关系，其特点是：1）当Uce在0-2伏范围内，曲线位置和形状与Uce有关，但当Uce高于2伏后，曲线Uce基本无关通常输入特性由两条曲线（Ⅰ和Ⅱ）表示即可。
2）当Ube＜UbeR时，Ib&O称（0～UbeR)的区段为&死区&当Ube＞UbeR时，Ib随Ube增加而增加，放大时，三极管工作在较直线的区段。
3）三极管输入电阻，定义为:rbe=(△Ube/△Ib)Q点，其估算公式为：rbe=rb+(&+1)(26毫伏/Ie毫伏）rb为三极管的基区电阻，对低频小功率管，rb约为300欧。
2、输出特性
输出特性表示Ic随Uce的变化关系（以Ib为参数）从图2（C）所示的输出特性可见，它分为三个区域：截止区、放大区和饱和区。截止区当Ube＜0时，则Ib&0，发射区没有电子注入基区，但由于分子的热运动，集电集仍有小量电流通过，即Ic=Iceo称为穿透电流，常温时Iceo约为几微安，锗管约为几十微安至几百微安，它与集电极反向电流Icbo的关系是：Icbo=(1+&)Icbo常温时硅管的Icbo小于1微安，锗管的Icbo约为10微安，对于锗管，温度每升高12℃，Icbo数值增加一倍，而对于硅管温度每升高8℃，Icbo数值增大一倍，虽然硅管的Icbo随温度变化更剧烈，但由于锗管的Icbo值本身比硅管大，所以锗管仍然受温度影响较严重的管，放大区，当晶体三极管发射结处于正偏而集电结于反偏工作时，Ic随Ib近似作线性变化，放大区是三极管工作在放大状态的区域。饱和区当发射结和集电结均处于正偏状态时，Ic基本上不随Ib而变化，失去了放大功能。根据三极管发射结和集电结偏置情况，可能判别其工作状态。
图2、三极管的输入特性与输出特性
截止区和饱和区是三极管工作在开关状态的区域，三极管和导通时，工作点落在饱和区，三极管截止时，工作点落在截止区。
三、三极管的主要参数
1、直流参数
（1）集电极一基极反向饱和电流Icbo，发射极开路（Ie=0)时，基极和集电极之间加上规定的反向电压Vcb时的集电极反向电流，它只与温度有关，在一定温度下是个常数，所以称为集电极一基极的反向饱和电流。良好的三极管，Icbo很小，小功率锗管的Icbo约为1～10微安，大功率锗管的Icbo可达数毫安，而硅管的Icbo则非常小，是毫微安级。
（2）集电极一发射极反向电流Iceo(穿透电流）基极开路（Ib=0）时，集电极和发射极之间加上规定反向电压Vce时的集电极电流。Iceo大约是Icbo的&倍即Iceo=(1+&)IcbooIcbo和Iceo受温度影响极大，它们是衡量管子热稳定性的重要参数，其值越小，性能越稳定，小功率锗管的Iceo比硅管大。
（3）发射极---基极反向电流Iebo集电极开路时，在发射极与基极之间加上规定的反向电压时发射极的电流，它实际上是发射结的反向饱和电流。
（4）直流电流放大系数&1（或hEF）这是指共发射接法，没有交流信号输入时，集电极输出的直流电流与基极输入的直流电流的比值，即：&1=Ic/Ib
2、交流参数
（1）交流电流放大系数&（或hfe）这是指共发射极接法，集电极输出电流的变化量△Ic与基极输入电流的变化量△Ib之比，即：&=△Ic/△Ib一般晶体管的&大约在10-200之间，如果&太小，电流放大作用差，如果&太大，电流放大作用虽然大，但性能往往不稳定。
（2）共基极交流放大系数&（或hfb）这是指共基接法时，集电极输出电流的变化是△Ic与发射极电流的变化量△Ie之比，即：&=△Ic/△Ie因为△Ic＜△Ie，故&＜1。高频三极管的&＞0.90就可以使用&与&之间的关系：&=&/（1+&）&=&/（1-&）&1/（1-&）
（3）截止频率f&、f&当&下降到低频时0.707倍的频率，就是共发射极的截止频率f&；当&下降到低频时的0.707倍的频率，就是共基极的截止频率f&of&、f&是表明管子频率特性的重要参数，它们之间的关系为：f&&（1-&）f&
（4）特征频率fT因为频率f上升时，&就下降，当&下降到1时，对应的fT是全面地反映晶体管的高频放大性能的重要参数。
3、极限参数
（1）集电极最大允许电流ICM当集电极电流Ic增加到某一数值，引起&值下降到额定值的2/3或1/2，这时的Ic值称为ICM。所以当Ic超过ICM时，虽然不致使管子损坏，但&值显著下降，影响放大质量。
（2）集电极----基极击穿电压BVCBO当发射极开路时，集电结的反向击穿电压称为BVEBO。
（3）发射极-----基极反向击穿电压BVEBO当集电极开路时，发射结的反向击穿电压称为BVEBO。
（4）集电极-----发射极击穿电压BVCEO当基极开路时，加在集电极和发射极之间的最大允许电压，使用时如果Vce＞BVceo，管子就会被击穿。
（5）集电极最大允许耗散功率PCM集电流过Ic，温度要升高，管子因受热而引起参数的变化不超过允许值时的最大集电极耗散功率称为PCM。管子实际的耗散功率于集电极直流电压和电流的乘积，即Pc=Uce&Ic.使用时庆使Pc＜PCM。PCM与散热条件有关，增加散热片可提高PCM。（1）基本概念：/BJT击穿电压
因为BJT有三个电极，所以存在相应的三个不同的击穿电压值：BVcbo，BVceo和BVebo；这三个击穿电压实际上也就是对应于BJT的三个反向截止电流（Icbo，Iceo和Iebo）分别急剧增大时的电压。
（2）三个击穿电压的有关因素：/BJT击穿电压
① BVebo：　　
　　这是集电极开路时、发射极与基极之间所能承受的最高反向电压，实际上也就是发射结的击穿电压。
　　因为发射结两边的掺杂浓度都较高，一般都可以近似为单边突变结，则在机理起决定作用的情况下，击穿电压主要由低掺杂一边——基区的掺杂浓度来决定。对于，因为基区的掺杂浓度不均匀（表面高、里面低），则应该选取基区扩散的表面杂质浓度来确定击穿电压。降低基区掺杂浓度，则有利于提高BVebo。
　　由于BJT的发射结通常都工作在正偏状态，故对BVebo的要求通常并不高，同时基区的掺杂浓度也不能太低，所以BVebo一般是小于20V。　
　　② BVcbo：　　&&& 这就是BJT的击穿电压，即发射结开路时、基极与集电极之间所能承受的最高反向电压，实际上也就是集电结的击穿电压。这时反偏集电结的情况与单个p-n结的差不多，在机理起决定作用的情况下，因此也可以采用单边突变结或者线性缓变结的关系来确定该击穿电压。
　　对于合金晶体管，集电结可很好的近似为单边突变结。但是，对于双扩散平面晶体管，因为基区的掺杂浓度高于，则BVcbo主要决定于集电区的掺杂浓度。然而，由于集电结不一定是典型的单边突变结，则这时击穿电压的计算较为复杂。一般来说，当集电结较浅时，可近似为单边突变结，由集电区的掺杂浓度来确定；而当集电结较深时，可近似为线性缓变结，则这时的击穿电压将与掺杂浓度的梯度有关，于是BVcbo就需要根据线性缓变结的击穿电压关系来进行计算，或者通过查阅有关的关系曲线来确定出BVcbo，这时减小掺杂浓度梯度，即可提高BVcbo。
　　由于BJT工作时，集电结常常处于反偏状态，故要求BVcbo较高；在大功率晶体管中，可高达数千伏。　
　　③ BVceo：　　&&& 这是共发射极组态的击穿电压，即基极开路时、集电极与发射极之间的击穿电压。由于在基极开路时，集电结是反偏、发射结是正偏的，即BJT处于放大状态。则当有集电结反向电流Icbo流过发射结时，即被放大为[β Icbo]，从而这时输出的集电极反向电流——为[Icbo+βIcbo]，即比Icbo约大β倍。于是相应的击穿电压BVceo也就比BVcbo低得多：BVceo=BVcbo/(1+β)1/n，其中常数n值，决定于高阻集电区的材料种类和型号：对Si/n-p-n管为4，对Si/p-n-p管为2；对Ge/n-p-n管为3，对Ge/p-n-p管为6。
　　可见：a) 总有BVceo&&BVcbo，即发射结有注入时的击穿电压BVceo总要远低于发射结没有注入时的击穿电压BVcbo（这是很自然的，因为BVcbo与单个p-n结的击穿电压很类似）。b) 为了提高BVceo，就必须提高BVcbo。c) 在BVcbo一定时，因为BVceo的高低还与电流放大系数β有关（β越大，BVceo就越低），所以为了不让BVceo太低，在应用中BJT的β也不可选取得过大。
（3）共发射极组态的击穿电压的说明：/BJT击穿电压
　　①在实际测量BVceo时，有时发现会出现负阻型的击穿特性曲线，即当Vce增大到BVceo而发生击穿后，电流上升，而电压却下降。这种负阻的产生与电流放大系数随着Ic的增大而发生较大的变化有关。因为电流放大系数在小电流下是随着Ic的增大而增大的，但当电压达到BVceo、Ic急剧增加时，电流放大系数却又随着Ic的增大而下降，从而就出现了负阻特性。所以，对于那些电流放大系数随着Ic变化不大的晶体管，就不一定出现这种负阻型击穿特性。
　　②对于实际应用中的BJT共发射极组态，往往在其输入端加有不同的偏置条件，则不同的偏置情况即对应有高低不同的反向截止电流和相应的击穿电压。基极开路的状况就对应于上述的击穿电压BVceo，如果基极-发射极短路的状况所对应的击穿电压为BVces、基极-发射极之间接有电阻Rb的状况所对应的击穿电压为BVcer、基极-发射极之间接有反向偏置电源的状况所对应于击穿电压为BVcex，基极-发射极之间接有正向偏置电源的状况所对应于击穿电压为BVcez，则这些击穿电压之间的大小关系为：& BVcez&BVceo&BVcer&BVces&BVcex&BVcbo 。
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