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腔体滤波器温度补偿方法的研究.pdf
文档名称：腔体滤波器温度补偿方法的研究.pdf
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文档介绍：摘要摘要随着通信事业的发展，需要大量的接收和传输信道。而这些信道只占据着有限的频带，再加上用相邻的频带进行通信越来越普遍。怎样使空间靠得很近的频带的使用互不影响并能有效的利用频带，这就要求滤波器具有高的选择性和温度稳定性来满足通信系统的需要。腔体滤波器，由于Q值高大约为几千、带内损耗小、阻带抑制性高、调谐方便、承受功率大等优点因而被广泛应用于通信系统中。影响腔体滤波器频率稳定度的一个重要因素就是温漂。由于受材料热膨胀特性的影响，滤波器的滤波特性也随温度变化而改变。特别对窄带腔体滤波器这种变化尤为明显。通常的温度补偿方法是给腔体滤波器加上一定的温度补偿装置，使温度漂移得到补偿。但此种方法运用起来比较困难，缺乏普遍性。目前研究较多且最有效的温度补偿方法是根据合适的尺寸灵活的使用材料的温度系数，使材料温度变化对腔体谐振频率的影响相互抵消．但此种方法到目前为止，并没有给出使腔体温漂得到补偿时腔体部件与其材料温度系数之间的确切关系式。本文重点对梳状腔滤波器进行了研究，从尺寸和材料温度系数角度出发，通过引入部件温漂影响因子，在材料温度系数和部件之间建立了确切的关系，并根据该关系使腔体温漂得到补偿。在温漂不能完全补偿的情况下，结合腔体部件温漂影响因子又引入了腔体温漂因子，该因子反映了在单位温度变化的情况下不同腔体相对频漂的大小。只要使腔体温漂因子的值尽量减小，则腔体的温漂就会减小．并通过进一步的研究提出了腔体等效温漂的概念且验证了其合理性．接着对介质滤波器，波导滤波器的温度补偿进行了研究。用线形模型对波导温漂进行了分析，并得出有意义的补偿方法。对滤波器从整体上进行分析，得出只要使单腔无温漂就可以使滤波器得到温度补偿的结论。关键词：腔体滤波器，材料温度系数，温度补偿，微扰法ABSTRACTABSTRACTaofandWiththeofamountdevelopmentcommunicati求问，怎么设置观看在不同温度下滤波器输出的幅频特性与相频特性曲线？ - multisim论坛 -
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求问，怎么设置观看在不同温度下滤波器输出的幅频特性与相频特性曲线？
15:31:27　　
主要是看不同温度下带通滤波器的滤波性能是否受到影响，谢谢~~）~）
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15:28 上传
二阶带通滤波器
当然如果放大来看。还是可以看到三种温度下的曲线差别的。这是放大看中心频率附近曲线图：
未命名1.JPG (106.83 KB, 下载次数: 0)
16:43 上传
15:31:28　　
当然如果放大来看。还是可以看到三种温度下的曲线差别的。这是放大看中心频率附近曲线图：
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高级工程师
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你看看哪个容易受温度影响呢？改变那个器件的参数就是了
16:09:06　　
你看看哪个容易受温度影响呢？改变那个器件的参数就是了
双击后提示改参数并不影响仿真结果
16:14:48　　
你看看哪个容易受温度影响呢？改变那个器件的参数就是了
仿真选项下面有个“温度扫描”，但貌似只能看不同温度下的电容电阻的电流电压以及功率并绘成曲线，不知怎么看幅频特性曲线
17:20:06　　
1。仿真选项下面的“温度扫描”，
2。选需要观察的电阻，设置它们的温度系数。再键入要观察的几个温度。
3。在下面待扫描的分析框中，下拉出“交流分析”。
4。根据你的滤波器要求，编辑一下交流分析的频率，幅度相位等参数。
5。按仿真即可出现滤波器在不同温度下的频率，相位曲线。
下面是我仿真你的滤波器在27°，57°，77°时的频率相位曲线：（可以看出温度影响很小，3根线基本重合）
未命名1.JPG (30.3 KB, 下载次数: 0)
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未命名2.JPG (79.61 KB, 下载次数: 0)
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17:26:47　　
这是你的原图，我就是用它来仿真的。不知对不对？
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09:10:38　　
这是你的原图，我就是用它来仿真的。不知对不对？
谢谢了，我以为没人回复了，才上线~
09:39:15　　
谢谢了，我以为没人回复了，才上线~
看到了就好。说明这该软件作为教学演示简单明了。但实用性尚待提高。
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一款可以通过调节可变电阻器来实现改变定时时间的抗干扰定时器电路图
一款可以通过调节可变电阻器来实现改变定时时间的抗干扰定时器电路图
以下为一款抗干扰定时器电路图。
在SB 断开时，555 时基电路的4 脚通过电阻器R6 与地相连，555 时基电路被强制复位。
此时，无论2 脚受到多大的干扰，555 时基电路都不工作。当按下按钮B 后，电源通过二极管VD1 加到4 脚一个高电平，时基电路的强制复位功能解除，同时电源通过电阻器R1 加到三极管VT1 的基极上，使得VT1 导通，电容器C2 通过与VT1 集电极相连后向IC 电路的2 脚输出一个低电平，IC 翻转置位，3 脚输出高电平。
发光二极管点亮、继电器K 得电，触点K-1 闭合，插座对外供电，同时3 脚的高电平通过VD2 向4 脚输出一个高电平使得电路自锁。当暂态结束后，电路翻回稳态，3 脚输出低电平，继电器K 失电，触头K-1 断开，电路恢复到初始状态。
在电路的调试阶段，电路的定时时间可以通过T=1.1（RRP＋R5）&C3估算，所以需要改变定时时间可以通过调节可变电阻器来实现。
抗干扰定时器电路图
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&#165&10.9元
&#165&19元emi滤波器设计论文
同济大学电子与信息工程学院 硕士学位论文 开关电源的EMI滤波器设计 姓名：朱含笑 申请学位级别：硕士 专业：电机与电器 指导教师：张逸成
摘要摘要由于能源危机和环境污染，世界各国均在投巨资发展电动汽车。燃料电池 电动汽车成为电动汽车发展的“热点”。大功率ＤＣ／ＤＣ变换器能够改善燃料电 池的输出特性，是燃料电池轿车动力系统中关键的零部件。然而它作为一种 ＢＵＣＫ形式的开关电源，主电路是很强的电磁干扰源，产生的干扰可能通过电源线进入到控制电路板，同时控制电路部分也要用小功率的开关电源进行稳压，因此也可能产生开关噪声经电源线向外传输。因此就必须在控制电路输入端设计电磁干扰（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ＥＭＩ）滤波器进行传导干扰的抑制。本论文首先讨论了ＤＣ／ＤＣ变换器的工作原理，分析了变换器产生传导干扰从而影响控制电路正常工作的原因。 其次全面、系统地阐述了ＥＭＩ滤波器的相关理论，包括阻抗失配原则、人工电源网络、滤波网络、插入损耗等重要概念。接着研究了滤波元件的选取原则，并针对关键点之一――高频性能展开了分析，借助仿真观察了元件寄生参数的影响，提出了改善滤波器高频性能的部分方法。随后介绍了滤波器的设计方法，除了介绍通用的设计方法外，着重分析了滤波器设计中的另一个关键点――噪声源阻抗的影响、测量及估算，并在此基础上系统地形成了基于源阻抗的设计方法，同时也考虑了滤波器与开关电源连接时可能出现的系统不稳定性问题，通过仿真分析提出解决方案。然后阐述了ＥＭＩ滤波器在工程应用中的各 种注意事项。最后结合ＤＣ／ＤＣ变换器控制电路的实际干扰情况，设计了ＥＭＩ滤波器， 使控制电路电源输入端的传导干扰基本下降到相关电磁兼容标准（ＣＩＳＰＲ 的三级限值以下。２５）关键词：ＤＣ／ＤＣ变换器，ＥＭＩ滤波器，插入损耗，高频性能，源阻抗ＡｂｓｔｒａｃｔＡＢＳＴＲＡＣＴＤｕｅ ｔｏ ｔｈｅ ｅｎｅｒｇｙ ｃｒｉｓｉｓ ａｎｄ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ ｐｏｌｌｕｔｉｏｎ ｃａｕｓｅｄ ｉｎｄｕｓｔｒｙｂｙ ｔｈｅ ｖｅｈｉｃｌｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ，ｍａｎｙｃｏｕｎｔｒｉｅｓａｒｅｓｅｅｋｉｎｇ ｔｏａｎｅｗ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｔｈｅｈｉｇｈｐｏｗｅｒ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｈｉｃｈｏｎｅＣａｎ ｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ ｉｓｏｆ ｔｈｅ ｍｏｓｔ ｉｍｐｏｒｔａｎｔ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｉｎ ｐｏｗｅｒ ｔｒａｉｎ ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ ＦＣＥＶｓ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ａｔｈｅ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓｖｅｒｙ ｈｅａｖｙ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｎｏｉｓｅｓｏｕｒｃｅ ａｓ ａｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｉｔｅｍｉｔｓ ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｇｏｉｎｇ ｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｌｉｎｅ ｉｎｔｏ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌｃｉｒｃｕｉｔ．Ａｔ ｔｈｅ ｓａｍｅ ｔｉｍｅ，ｔｈｅ ｎｏｉｓｅ ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｍｏｄｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｉｎ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ ｎｏｉｓｅ ｗｉｔｈｔｒａｎｓｍｉｔｓ ａｎ ＥＭＩｏｕｔｗａｒｄｓ ｔｏｏ．Ｓｏ ｉｔ ｉｓ ｉｍｐｅｒａｔｉｖｅ ｔｏ ｓｕｐｐｒｅｓｓ ｔｈｅｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｐｏｒｔ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ．ｃａｕｓｅＡｔ ｆｉｒｓｔ，ｔｈｅ ｗｏｒｋ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｔｈｅ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ ａｎｄ ｔｈｅｏｆ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎａｌｙｚｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅ ｒｅｌｅｖａｎｔＬｉｎｅｔｈｅｏｒｙ ｏｆ ＥＭＩ ｆｉｌｔｅｒ ｓｕｃｈ ａｓ“ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ｍｉｓｍａｔｃｈ”ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ，１０ＳＳＩｍｐｅｄａｎｃｅＳｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ Ｎｅｔｗｏｒｋ，ｆｉｌｔｅｒ ｎｅｔｗｏｒｋ，ｉｎｓｅｒｔｉｏｎｈａｓｏｎｅｂｅｅｎ ｏｆ ｔｈｅｔｈｏｒｏｕｇｈｌｙ ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｔｈｅ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｒｕｌｅ ｏｆ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｉｓ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｗｈｉｌｅｃｒｉｔｉｃａｌ ｉｓｓｕｅｓ－－ｈｉｇｈ ｆｅｑｕｅｎｃｙ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｈａｓ ｂｅｅｎ ｆｏｃｕｓｅｄ ｏｎ．Ｔｈｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ｔｈｅ ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｉｓｏｂｓｅｒｖｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄｓｏｍｅ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｍｅａｓｕｒｅｈａｓ ｂｅｅｎ ｐｕｔ ｆｏｒｗａｒｄ．Ｔｈｅｎｔｗｏ ｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｓ ａｒｅ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ｏｎｅ ｏｆ ｗｈｉｃｈ ｉｓｓｏｕｒｃｅｉｎｖｏｌｖｅｄ ｗｉｔｈ ａｎｏｔｈｅｒｃｒｉｔｉｃａｌ ｉｓｓｕｅ－－ｎｏｉｓｅ ｂｙｉｍｐｅｄａｎｃｅ．Ｔｈｅｎ ｔｈｅ ＥＭＩｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｐｒｏｂｌｅｍｗｈｉｃｈ ｍａｙ ｂｅ ｃａｕｓｅｄｔｈｅ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅｔｏｆｉｌｔｅｒａｎｄｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．Ａｓｔｈｅ ＥＭＩ ｆｉｌｔｅｒ ｉｓ ａｐｐｌｉｅｄｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇｆｉｅｌｄ，ｔｈｅｎ ｉｔ’Ｓｎｅｃｅｓｓａｒｙ ｔｏ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅ ｓｏｍｅ ｎｏｔｉｃｅｓ ｏｆ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ． Ａｔ ｌａｓｔ，ｃｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇ ｔｈｅ ｐｒａｃｔｉｃａｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｔｏｓｉｔｕａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｔｈｅＥＭＩ ｆｉｌｔｅｒ ｗｈｉｃｈ ｈａｓ ｂｅｅｎ ａｐｐｌｉｅｄｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍｈａｓ ｂｅｅｎ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ａｎｄｖｅｒｉｆｉｅｄ，ｂａｓｉｃａｌｌｙ ｋｅｅｐｉｎｇ ｔｈｅ ｎｏｉｓｅ ｄｏｗｎ ｔｏ ｔｈｅ ３－ｃｌａｓｓ ｌｉｍｉｔ ｏｆ ＣＩＳＰＲ ２５．ＫｅｙＷｏｒｄｓ：ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＥＭＩｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ｎｏｉｓｅｓｏｕｒｃｅｆｉｌｔｅｒ，ｉｎｓｅｒｔｉｏｎｌｏｓｓ，ｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｍｐｅｄａｎｃｅＩｌ学位论文版权使用授权书本人完全了解同济大学关于收集、保存、使用学位论文的规定， 同意如下各项内容：按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版 本；学校有权保存学位论文的印刷本和电子版，并采用影印、缩印、 扫描、数字化或其它手段保存论文；学校有权提供目录检索以及提 供本学位论文全文或者部分的阅览服务；学校有权按有关规定向国 家有关部门或者机构送交论文的复印件和电子版；在不以赢利为目 的的前提下，学校可以适当复制论文的部分或全部内容用于学术活动。学位敝作者繇寻爹炙叩７月ｃ｝日同济大学学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进 行研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位 论文的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开 发表的作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个 人和集体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的 法律责任由本人承担。学位论文作者签名：骼荚妒ｃ『年７月ｃ『日第１章绪论第１章绪论１．１引言汽车的出现给世界带来了巨大的转变，它促进了经济的发展，改善了人们的生活。但内燃机汽车带来的污染及石油的Ｒ益枯竭促使人们寻求新的解决方 法。燃料电池电动汽车（ＦｕｅｌＣｅｌｌ ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅｓ，ＦＣＥＶｓ）就是其中一个发展方向。它以其高性能、低污染、清洁等优点成为世界各国的研究热点。近年来一 些汽车制造公司，如戴姆勒一克莱斯勒、本田、丰田、通用、福特等都开发了自 己的燃料电池电动轿车。我国政府也十分重视燃料电池轿车的关键技术的研究，“九五”期间，国家科技部将燃料电池关键技术列入国家攻关计划。“十五”期间，燃料电池轿车及其关键技术的研究和样车的研制开发，被列入国家“８６３” 电动汽车重大专项。由大连物理化学研究所和上海神力科技有限公司为轿车研制的大功率燃料电池系统已在燃料电池轿车上进行集成，并由上海燃料电池汽车动力系统有限公司与同济大学研制出“超越一号”、“超越二号”和“超越三号＂燃料电池轿车。１．２开关电源Ｅ…滤波器的基本概况近年来，随着大功率电力电子器件的发展，电力电子装置在国民经济和国防建设的诸多领域应用越来越广泛。而开关电源随着电力电子技术的发展和成熟，在过去的几十年里，凭其体积小、重量轻、效率高等优点已经广泛应用于通信、计算机、控制装置以及它们的相关设备中。但其在具体应用过程中由于 高频通断等固有特点，不可避免地产生各种噪声，且随着功率的增大而明显增 强，形成一个很强的电磁干扰源。噪声通过辐射和传导等途径污染周围电磁环 境，影响其他电子设备的正常运行，使设备间电磁兼容（ＥＭＣ）问题同益突出。为此，世界各国都对电气产品提出了严格的ＥＭＣ标准规定，国际电磁兼容法规定的电源产品的ＥＭＣ指标已成为一个极为重要的性能参数，直接关系到该 产品能否推向市场。第１章绪论干扰主要包括辐射干扰和传导干扰，本文研究的重点是传导干扰。传导干 扰主要包括设备信号线传导干扰、接地线共地阻抗干扰以及电源线传导干扰， 其中电源线传导干扰的抑制非角堂安而又最为薄弱。根据噪声的传播路径，抑 制电磁干扰的途径可以有：削弱干扰源的能量，切断噪声耦合路径，提高设备 对电磁干扰的抵抗能力。目前抑制干扰的措施大多是设法切断电磁干扰和受扰设备之间的耦合通道，ＥＭＩ滤波器就是其中一种行之有效的方法。 用于开关电源的无源滤波器与常规滤波器相比，具有以下特点：１．能在规定电流和电压下稳定工作，对有用信号消耗小；２．在整个干扰频率范围内（几十ＫＨｚ到几十千ＭＨｚ）对电磁干扰具有较高的衰减性能；３．不出现饱和效应。多年来，在国内外研究人员的努力下，ＥＭＩ滤波器的设计理论不断发展。ＳｈｉｆｍａｎＪ．Ｃ．１１ｌ在１９６５年提出一种图表方法，通过事先绘制成的滤波器插损分Ｔｉｈａｎｙｉ析列线图设计单级￡型或兀型ＥＭＩ滤波器；１９９４年，Ｌａｓｚｉｏ１２Ｉ在其专著中发展了这一方法，考虑滤波器件高频特性对列线图的影响，并不再局限于 单级滤波器。ＲｉｃｈａｒｄＬｅｅＯｚｅｎｂａｕｇｈＴＭ提出了另一种方法，根据设计阻抗和插损要求选取滤波网络，估算元件参数，然后不断校核分析滤波器插入损耗，修正 元件参数，这种方法更切合工程实际。 国内外也有不少生产ＥＭＩ滤波器的厂家，比较著名的有瑞士Ｓｃｈａｆｆｎｅｌ＂、德国ＥＰＣＯＳ和美国Ｃｏｒｃｏｍ等。１．３本课题研究的背景及意义本课题的研究内容是“开关电源的ＥＭＩ滤波器设计”，是科研项目“燃料 电池轿车用ＤＣ／ＤＣ变换器”的一个重要部分。该项目属于国家科技部８６３计划 重大专项课题，对我国发展汽车工业、解决能源危机、改善环境等方面有着重要意义。燃料电池电动汽车用ＤＣ／ＤＣ变换器作为一种开关电源，其主电路是很强的 电磁干扰源，产生的干扰可能通过电源线进入到控制电路板，从而影响控制电 路的Ｊ下常工作。而控制电路部分也要用小功率的开关电源进行稳压，因此也可 能产生开关噪声经电源线向外传输。所以必须采取措施来隔断控制电路与外界 环境之间的电磁传导干扰，使控制电路能正常工作，从而保证ＤＣ／ＤＣ变换器能 正常、稳定地工作。２第ｌ章绪论本文以燃料电池电动汽车为大背景，着重讨论ＥＭＩ电源滤波器的设计理论， 研制ＤＣ／ＤＣ变换器控制电路部分的ＥＭＩ电源滤波器，将电源输入端的传导干扰降低到相关的汽车电子电磁兼容标准以下。１．４本文内容提要本文的主要内容包括以下几个方面：（１）ＥＭＩ电源滤波器的基本理论第二章简略分析了开关电源中ＥＭＩ信号产生的原因及其特点，重点研究了 ＥＭＩ电源滤波器的基本理论，包括设计原则、基本电路结构、基本元件特性及插入损耗等概念和原理。 （２）ＥＭＩ电源滤波器的元件分析第三章研究了ＥＭＩ滤波器中的电感、电容的选取和设计中的各种注意事项， 并结合仿真研究了元件自身的寄生参数对滤波器高频性能的影响，提出了改善高频性能的部分方法。 （３）ＥＭＩ电源滤波器的设计方法 第四章讨论了ＥＭＩ滤波器的两种设计方法，分别是不考虑源阻抗和考虑源阻抗时的设计方法。特别关注并分析了噪声源阻抗对于滤波器效果的影响、源阻抗的测量和估算等问题，在此基础上系统地形成了基于源阻抗时的滤波器设 计方法。对于设计中牵涉到的滤波器的不稳定性问题也作了相应的分析和仿真。 （４）ＥＭＩ电源滤波器的工程应用 第五章讨论了ＥＭＩ滤波器在工程应用中的一些问题，包括电容器的Ｊ下确使 用、铁氧体抑制元件的应用、差共模信号的转化、滤波器的安装注意事项等，目的是使滤波器能够充分发挥滤波性能。（５）ＥＭＩ电源滤波器的设计结果第六章介绍了针对ＤＣ／ＤＣ变换器的控制电路设计的电源端的ＥＭＩ滤波器， 采取两种方法分别设计，比较并分析了试验结果。第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析第２章Ｅ…电源滤波器基本原理分析２．１ＤＣ／ＤＣ变换器的Ｅ…分析根据ＦＣＥＶ对ＤＣ／ＤＣ变换器的输入输出要求可知，燃料电池的输出电压３２０Ｖ＂～４８０Ｖ经过ＤＣ／ＤＣ变换器变换到３１２Ｖ，因此必须采用具有降压功能的 ＤＣ／ＤＣ变换器。电路拓扑如图２．１所示。１ＵＶｓＬ三ＤＩ Ｄ／ｎ∑＋㈠Ｃ齐］Ｉ １图２．１降压型Ｄｃ／Ｄｃ变换器＼ｖ／Ｍｏｄｅ，该电路有两种工作模式：电感电流连续模式（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ＣＣＭ）和电感电流断续模式（ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓＣｕｒｒｅｎｔＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅ，ＤＣＭ）。燃料电池轿车用ＤＣ／ＤＣ变换器工作在电感电流连续模式。经过分析，可得到圪＝Ｋ ＤＩ，表明，输出电压圪随占空比Ｄｌ而变化，由于ＤＩ＜ｌ，故圪＜圪。因此连续状态下降压变换器的电压增益为Ｍ＝等＝Ｄｌ矿１（２．１）燃料电池电动汽车在行驶过程中，经常会加速、减速或是刹车，在不同工 作状态下燃料电池输出的功率会有所不同。ＤＣ／ＤＣ变换器需要实时地改变占空比来调整输出电压，以保证燃料电池轿车的稳定运行。控制电路就完成这样的 功能，其与主电路的关系如图２．２所示。４第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析输入ｒ―――卜＼．Ｌ’―――］／鞠糍糍暖豳翰嘲嬲嘲自＿鼹ＩＭ％Ｉ翻翰掰嘲搦F藕一ｊ，ｊ―”ｐ’叶≮：。｛Ｚ，…。 ¨二 ！’一｛ｌ图２．２主电路和控制电路的关系 图２．３主电路上电感的电流波形通过传感器将主电路的温度和输入输出电压、电流信号采集之后，经过滤 波器滤除干扰信号，送入控制电路的Ａ／Ｄ转化接口。采样数据经过控制电路的计算处理后产生ＰＷＭ信号，并通过驱动电路的放大去控制开关管的开通和关断，及时地调节占空比以达到闭环控制的目的。同时，控制电路通过ＣＡＮ通信线与整车控制器进行周期性通信，达到整车对ＤＣ／ＤＣ变换器的实时监控、工作参数修正和故障诊断。另外，为了调试方便，通过ＤＳＰ的串口通信直接与ＰＣ 机相连，实现ＤＣ／ＤＣ的实时监控、在线参数修正以及故障存储显示功能。从电磁兼容的角度看，主电路是个很强的电磁干扰源。由它产生的电磁噪声不仅可能干扰其它车载电子电路，还可能会影响到控制电路的Ｊ下常工作。对于控制电路，除了本身要能在恶劣的电磁环境下Ｊ下常工作，也要抑制自身发射的电磁噪声。主电路中产生电磁干扰ＥＭＩ的元器件主要是开关管和电感。 开关管Ｚ开通时，二极管Ｄ尚未关断，于是在二极管关断时的反向浪涌电 流流过Ｚ，使Ｚ在开通时出现电流尖峰。由于电路中含有杂散电感Ｌｐ，浪涌电 流流过时产生干扰电压ｖ－－ｈ，ｄｉ／ｄｔ，加在开关管的漏极与源极之间。而Ｚ在关断瞬间，漏极和源极之间会出现幅值很高的电压尖峰，这是ＤＣ／ＤＣ变换器电路中 的主要电磁干扰源。主电路电感上的电流波形如图２．３所示。流过电感的电流是一个脉动电流， 其脉动频率与开关管的开关频率相同，而脉动幅值与电流大小和电感值有关。 该脉动电流除了含有一个直流分量之外，还含有频率为脉波数整数倍的谐波电 流。这些谐波电流流过电源内阻抗时产生高次谐波压降，对燃料电池和通讯等５第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析会产生影响。另外，还可以看到，电感电流在Ｚ丌通和关断的瞬间都会出现尖 峰，这是由于电路中存在分布电感和分布电容，使得开通和关断时，分布电感 和分布电容对电流中的高频分量发生了谐振。高频振荡电流将流过由Ｚ、电感Ｌ和电源组成的回路，产生电磁辐射，或者通过分布电感耦合到其它电子线路中去。若回路面积较大，向周围空问辐射的高频电磁波将严重干扰周围的敏感 设备。 除了由电压尖峰和电流尖峰造成的电磁噪声，主电路中流过的大电流还会 产生强磁场，也会在其它的电子设备中感应出电流，影响这些设备的正常工作。 控制电路属于弱电电路，其中的模拟电路和数字电路工作电压都比较低， 容易受到外界电磁噪声的影响，同时由于控制电路中有开关电源、晶振以及高 速的ＰＣＢ走线等，也会向外界传播电磁噪声。 虽然ＤＣ／ＤＣ主电路都是大功率元器件，不大容易被外界的电磁噪声所影 响，但如果控制电路受电磁噪声影响而不能正常工作，同样导致整个ＤＣ／ＤＣ变 换器不能Ｊ下常工作，还有可能引起燃料电池轿车运行的安全问题。２．２共模、差模干扰ＤＣ／ＤＣ变换器产生的电磁干扰可以分为传导干扰和辐射干扰两大类，本文 着重于传导干扰的抑制。传导干扰根据传播方向的不同，可分为两种：一种是 从电源进线引入的外界干扰，另一种是由电子设备产生并经由电源线传导出去 的噪声干扰。这表明了噪声的双向性，电子设备既是噪声干扰的对象，又是一 个噪声源。若从干扰电流的流动途径来看，传导干扰又分为共模干扰和差模干 扰，共模干扰是两条电源线对大地（简称线对地）的噪声，大小方向一致，主 要由电源线对地的杂散电容Ｃ。引起；差模干扰是两条电源线之间（简称线对线） 的噪声，大小一致，方向相反，见图２．４。６第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析Ｚｓ≥―ｈＨＩｏ图２．４共模和差模干扰的电流示意图一般来讲，需要抑制的传导干扰的频段范围为０．１５＂－－－３０ＭＨｚ，而０．１５～ ０．５ＭＨｚ频段的差模干扰分量很大，Ｏ．５＂－－＇５ＭＨｚ频段共模和差模干扰同时存在，５＂－＇－＇３０ＭＨｚ频段的共模分量较大。但通常两种干扰是同时存在的，由于线路阻抗不平衡等原因，共模干扰和差模干扰会互相转化，情况十分复杂１４ｌ。 抑制传导干扰的方法中应用最广泛的是在电源输入端加ＥＭＩ滤波器。ＥＭＩ滤波器对共模和差模干扰都要起作用。所以，实际设计中就要区分两种不同干 扰，才能有效地加以控制，以满足电磁兼容的标准。２．３滤波网络的基本结构ＥＭＩ电源滤波器实质上是由串联电感、并联电容和必要的串并联电阻构成 的无源低通滤波器，专门滤去１５０ＫＨｚ以上的高频噪声。一般来说，串联电感对低频或直流信号是低阻，对高频信号是高阻，而并联电容正好相反，它对低 频或直流信号是高阻，对高频信号倒是低阻。电阻作为耗能或阻抗元件，合理地应用可吸收电磁噪声和改变线路阻抗。ＥＭＩ滤波器的工作原理就是利用电感、 电容的高频特性把高频干扰信号的能量消耗掉，使这些干扰信号尽量少地进入电子设备，而使工频信号和直流信号能毫无衰减地通过。无论多复杂的电源滤波器，都可以把其中的基本滤波网络抽象出来，即我们所熟知的丁型、ｎ型等滤波器，见图２．５。７第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析１ｎＴ爱］■―ｒ 工 Ｉ。型Ｉ 至，型Ｉ图２．５基本滤波网络最简单的滤波器是单个旁路电容器，因为它可以为高频噪声提供低阻回流通道，适用于连接滤波器的阻抗很高的情况。 ￡型或ｒ型电路适用于驱动和负载的阻抗差别很大的情况。电感元件应该 与最小的阻抗连接。丁型电路是在一个电容两侧各加一个电感，适用于驱动和负载的阻抗都很低的情况。兀型电路由两个电容环绕一个电感组成的，适用于驱动和负载的阻抗都很 高且所需的衰减级数很高的情况。２．４ＥＭＩ电源滤波器设计中的基本概念、原则和原理ＥＭＩ电源滤波器就是由上述的基本滤波网络组合起来的抑制传导干扰的低 通滤波器，下面介绍一些在ＥＭＩ滤波器设计过程中必须掌握的基本概念、原则、原理等，为合理地设计打下基础。２．４．１阻抗失配原则 我们知道，根据网络分析，在工作频率范围内，若传输线的输入输出阻抗 匹配，可以最大限度地传输信号功率。于是很容易联想到对于噪声，若插入的 噪声滤波器的输入输出阻抗在工作频率范围内与端阻抗失配，就可以最大限度 地抑制噪声信号。从这个意义上说，ＥＭＩ滤波器是噪声失配滤波器。 这就引入了ＥＭＩ滤波器中一个非常重要的概念一一阻抗失配原则１５Ｉ，它是 设计滤波器必须遵循的原则。滤波器的效果不仅跟其拓扑结构直接相关，还与第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析连接的网络阻抗有关。如上节所述，单个电容的滤波器在高阻抗电路中效果很好，而在低阻抗电路中效果很差。 为了达到更好的滤波效果，必须遵循阻抗失配原则，根据源端和负载‰州阻抗特性合理选取滤波器的网络结构和参数，如下：（１）低的源阻抗和低的负载阻抗，选取（丁）‘型滤波器结构； （２）高的源阻抗和高的负载阻抗，选取（ｎ）。型滤波器结构； （３）低的源阻抗和高的负载阻抗，选取（ＬＣ）。型滤波器结构；（４）高的源阻抗和低的负载阻抗，选取（ｃＬ）‘型滤波器结构。其中ｋ为级数。（１）Ｚｓ，ＺＬ低ｒ＿ｒｍ（２）Ｚｓ低．ＺＬ高――ｒ――，～――１１Ｉ６。ｄ＆憎ｅｃ，ｎ２３工１Ｉ！（４）Ｚｓ高、ＺＬ低工８。ｄＢＪ／ｄｅｃ，ｎ２４（３）Ｚｓ、ＺＬ高丁１―～ｊ―Ｔ工―ｒ 工 工洲Ｂ／ｄ％ｎ：３工 工图２．６滤波器的阻抗火配原则洲酬％忏４以上原则可以更简单地概括为：面向感性高阻一端应选择容性低阻配置，面向容性低阻一端应选择感性高阻配置。图２．６是该原则的形象解释，刀为滤波器的阶次，刀阶滤波器的衰减斜率为（２０ｎ）ｄＢ／ｄｅｃ。若对一个端阻抗未知的或者在很大范围内波动的系统，为了得到良好的、较稳定的滤波特性，应该在滤波器的输入和输出端同时并接一个固定电阻。 ２．４．２人工电源网络９第２章ＥＭＩ电源滤波器摹本原理分析人工电源网络，又叫做线路阻抗稳定网络（Ｌｉｎｅ ＩｍｐｅｄａｎｃｅＳｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎＮｅｔｗｏｒｋ，ＬＩＳＮ），是测量电源的传导发射和进行电磁兼容试验所必需的仪器。根 据电磁兼容试验的布置要求，运用ＬＩＳＮ、接收机（如频谱分析仪等）和一些必 要的设备（如接地板、测试用直流电源等），就可以在实验室进行控制电路电源端口传导发射的预兼容测试。在实际的电磁兼容测试中，电磁兼容标准一般都推荐在屏蔽室内进行传导发射的测试，而一般的实验室不具有专用的屏蔽室， 所以运用ＬＩＳＮ和接收机进行预兼容测试或辅助滤波器设计。ＬＩＳＮ使得测量工 作可以在任何地点重复进行。 使用ＬＩＳＮ的目的是多重的。它一端连接被测设备（ＥｑｕｉｐｍｅｎｔＵｎｄｅｒ Ｔｅｓｔｉｎｇ，ＥＵＴ），一端连接电源，起到隔离电源和被测设备的作用，使接收机测得的干扰 电压仅仅是ＥＵＴ发射的，不会有电源端的干扰混入。从这个意义上看，它可作 为一个“干净的”电源。接收机或频谱分析仪可以利用它来读取测量值。同时， 它提供一个稳定的均衡阻抗，因为在工作过程中，电源和被测设备的阻抗都是 随频率变化的，而接收机的阻抗是５０Ｑ，为了准确测量噪声信号，需要阻抗匹 配，所以使用ＬＩＳＮ来提供稳定的阻抗。 ＬＩＳＮ分为交流和直流两种，对于本设计针对的ＤＣ／ＤＣ变换器控制电路而 言，电源端口是汽车１２Ｖ直流电源，因此采用的是直流ＬＩＳＮ。下面以直流的 汽车人工电源网络１６Ｉ为例介绍一下它的实质和作用原理，其内部结构如图２．７ 所示。ｆｉｔＩＨ０Ｑ（ａ）低频 图２．７汽车人工电源网络电路图（ｂ）高频图２．８ ＬＩＳＮ的低频、高频等效电路ＬＩＳＮ可以看作一个双向低通滤波器。对于ＤＣ／ＤＣ变换器控制电路而言，它所对应的电源端口是汽车１２Ｖ直流供电电源，来自１２Ｖ直流电源的干扰被 ｌｇＦ的电容和５９Ｈ的电感滤掉，不能进入接收机。同时，ＬＩＳＮ所对应的被测设 备，即ＤＣ／ＤＣ变换器控制电路中的电源模块，发射的噪声由于５１ｘＨ电感的阻１０第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析挡不能进入１２Ｖ直流电源，而是通过Ｏ．１心的电容进入接收机。图２．８表示了ＬＩＳＮ内部结构的低频、高频等效电路，低频时电感短路、电容开路，高频则相 反。 利用ＰＳｐｉｃｅ软件仿真得到ＬＩＳＮ的阻抗一频率特性曲线如图２．９所示，可以清楚看出其低通特性，且在高频段保持５０Ｑ的稳定阻抗。：■，ｒ …ｉ”■；■一叠■■：｜≯《簟节一：：ｊ：ｉ！ｏ一…ｌ●■曩ｊ－－一＿－－?≥｛一！一…“歹ｒ｛“…？；：；：～！－＂ｒ－＋：！！Ｉ＿ｊ‘≥害｜｝一：爱Ｉｊｊ…≥≥：ｌ！；｜｝Ⅲ－一耋『：，多誊：｝；＿≥．：＿，ｌ＿营ｌ｛｝｝｝；：“．量≥薯ｉ｝ｌ｜｜ｉ；｛｛：图２．９人ｊｒ电源网络阻抗一频率特性在掌握了人工电源网络的基本情况后，就可以根据规定进行车载零部件电源端传导发射的测试。２．４．３ＥＭｌ滤波器的基本原理图因为ＥＭＩ电源滤波器不仅要能抑制传导干扰从外部进入内部系统，也要能 防止电路系统内部产生的电磁干扰对外部环境产生影响，起到很好的双向抑制 作用，还要能同时抑制共模干扰和差模干扰。根据上述要求，可以得到典型的 ＥＭＩ电源滤波器结构，见图２．１０。图２．１０脚Ｉ电源滤波器的典型结构该电路具有互易性，把负载接在滤波器输入端或输出端原则上都是可以的， 尤其在源和负载阻抗相等的情况下。但若源和负载阻抗不相等，就要根据上一第２章ＥＭＩ ＩＵ源滤波器基本原理分析节介绍的阻抗失配原则来连接。 图中包含的元件有共模扼流圈ｏ、差模扼流圈厶、共模电容Ｃｙ，差模电 容Ｃ。。Ｃ，接在电源线和地之间，与０一起抑制共模干扰；Ｃ，跨接在两根电源 线之问，与厶之间一起抑制差模干扰。 共模扼流圈是种专门为共模ＥＭＩ滤波器设计的特殊电感。共模扼流圈由两 个匝数相同、绕向相反的绕组在一个闭合磁环上绕制而成，又称纵向扼流圈或 平衡线圈。理想情况下，共模电流流过该结构，产生的磁通相互叠加，具有很 大的电感量，从而对相线Ｌ或零线Ｎ对地形成的共模干扰起到抑制作用。而由 差模电流产生的磁通则互相抵消，从而差模电流几乎可以无衰减地通过。见图２．１１。差模扼流圈是采用单个绕组结构绕制成的单线扼流圈，串联在单根传输线 上，与负载直接串接。通常是把导线缠绕在磁损较大的铁粉芯上，具有一定的 电感，来抑制差模噪声，见图２．１２。但由于共模扼流圈在绕制时存在一定的漏 感，可充当差模电感，所以有时就省去了差模电感，而以共模电感的漏感代替，共模ｌｌｌ流引起的磁通叠加 流 共模差模输出电流差模电流引起的磁通抵消图２．１ｌ共模扼流罔图２．１２差模扼流圈电容Ｃｒ和Ｇ用了两种不同的下标Ｘ和ｙ，不仅说明了它们在滤波网络中的作用，还表明了它们在滤波网络中的安全等级。有时相线和零线问还跨接一个电阻Ｒ，用来消除可能在滤波器中出现的静电积累。关于元件的选取将在下一 章里详述。对于图２．１０的ＥＭＩ滤波器，可以分离出共模等效电路和差模等效电路１９Ｊ，如图２．１３和２．１４所示。ＥＭＩ滤波器的负载端阻抗，即前面所说的ＬＩＳＮ阻抗， 如果认为其为理想的５０ｆ２，那么对共模电流而言，两个人工电源网络是并联的， 即共模情况下的负载阻抗是２５Ｑ，而对差模电流，两个人工电源网络是串联的， 即差模情况下的负载阻抗是１００ｆ２。１２第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析源阻抗的情况就比较复杂，而且其对滤波器的效果的影响也大。ＤＭ噪声源阻抗取决于变换器的拓扑和元件，而ＣＭ噪声源阻抗取决于寄生参数。如果把噪声源等效为一个电流源与电阻的并联，且按通常认为的共模噪声源阻抗 ＺｒＨ较大Ｉｌ ｏＪ而用电容面向共模源端，电感面向共模负载端，并令 ０村＝ｋ＋厶／２，Ｇ村＝２Ｇ，那么图２．１３可简化为图２．１５。图中的 １／∞ＧＭ＜＜ＺｃＭ，缈ｋＭ＞＞２５Ｑ，以此来满足阻抗失配极大化原则。Ｌ’７７’Ｌ＿、‘＾＾７ Ｌｃ １／２ＬＤｌ共 模尸．－Ｇ扣Ｉ，２ＣＹ占’Ｉ｝源碍≯鼍：阡差 模 噪告源图２．１３ ＥＭＩ滤波器的共模等效电路图２．１４ ＥＭＩ滤波器的差模等效电路图２．１５共模等效电路的简化图２．１６差模等效电路的简化而差模噪声源阻抗ｚＤＭ一般较小Ｉｌｌｌ，通常满足２／ｏ，Ｇ＞＞ｚｎ¨，因此可以忽略Ｙ电容，并用电感面向差模噪声源端，电容面向负载端，令‰＝ｋ幻Ｆ＋２％，Ｃｏｕ＝ｏＩ，且１／缈ｑ２＞＞ｚ删时，图２．１４可简化成２．１６。图中的纠勘＞＞ｚ伽，１／（ａＣｏｕ＜＜１００Ｑ，以此来满足阻抗失配极大化原则。当然，以上两个简化图都是在通常认为的共模噪声源阻抗大、差模噪声源 阻抗小的情况下得到的拓扑，具体的拓扑要根据具体的开关电源电路来分析。 ２．４．４插入损耗２．４．４．１定义评价ＥＭＩ电源滤波器的性能的一个关键指标是插入损耗（Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ１３Ｌｏｓｓ，第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析，．Ｌ．），它可用来衡量ＥＭＩ电源滤波器对干扰的抑制能力。Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ｌｏｓｓ（有些研究人员也把插入损耗等同于衰减，本文为方便起见也做这样的等同）定义１１２Ｉ 为，未接入滤波器时从噪声源传输到负载的功率只和接入滤波器后噪声源传输 到负载的功率只之比，用ｄＢ（分贝）表示为胀ＤＢ（－每２）＝ｌｏｌｏｇ（鲁）＝２０ｌｏｇ（ｕ邕）定义图如图２．１７所示，进一步推导得（２．２）儿．划崦叶毫‰，这里，乙为噪声源阻抗，乙为负载阻抗，ＺＦ为滤波器的阻抗。Ｖｓ ＺＬ Ｖｓ陇３，■ＥＭＩ 滤 波 器图２．１７滤波器插入损耗的定义图其实通过集总参数电路分析，可以得到滤波器的噪声抑制性能的理论值， 但由于实际上并不存在理想的电容、电感和电阻，随着频率的升高，分布参数 或寄生元件特性会影响滤波器的性能。所以，一般是按照规定的方法测量滤波器的插入损耗，即根据其定义分别在线路中接入和不接入滤波器的情况下，测量线路负载端的电压降一一频率响应，两种情况下的测量值之比即为插入损耗。 从定义式可以看出，插入损耗越大则滤波器的滤波效果越好。要在保证滤 波器安全、环境、机械和可靠性能满足有关标准要求的前提下，实现尽可能高的插入损耗。 ２．４．４．２影响因素一般商用的ＥＭＩ电源滤波器都会提供插入损耗曲线，但基本上都是在 ５０／５０ｆ２的标准条件下测得。而实际的滤波器不可能工作在这样理想的条件下， 大多工作在源和负载阻抗失配情况，因此这样的插损曲线的实际意义并不大。 所以除了标准的插损测量条件，有些厂商还提供源和负载阻抗为０．１／ｌＯＯｆ２和１４第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析１００／０．１ｆ２时的测量曲线。这是基于ＣＩＳＰＲｌ７１１３Ｉ，被称为“接近最坏情况的测量”，目的是为了提供接近实际工作状态的插损曲线。除了阻抗失配，另一个影响插入损耗的因素是分布参数。在’Ｉ瓯拟段，电感 和电容的分布参数可忽略不计，但在较高频段，分布参数对插损的影响就会明 显显现出来。电容的分布电感、电感的分布电容等都会参与电路运算。解决分布参数、提高插损的方法有：ａ．选择优质元件；ｂ．估计元件分布参数，建立ＥＭＩ滤波器高频等效模型，并把元件分布参数加入滤波器的设计中。这种方法从电 路结构和设计方法入手减少元件分布参数对ＩＬ的影响；ｃ．如果ＩＬ达不到要求，可以增加滤波器的级数。 影响插入损耗的主要因素还有工作温度和额定工作电流。ＥＭＩ滤波器的插 入损耗测量标准，ＣＩＳＰＲｌ７，ＭＩＬ―ＳＴＤ一２２０Ａ和ＧＢ７３４３－－８７所规定的测量方法中，都一致强调了要在加载额定电流条件下进行插入损耗的测量。这是因 为滤波器中的电感用了铁氧体或其他磁性材料，在大电流下工作，磁性饱和状态会引起性能变坏。 另外，若滤波器安装不当也会影响插入损耗，安装问题将在之后的章节中 进一步讨论。 ２．４．４．３二端口网络参数与插入损耗的关系１．Ｔ参数事实上，正如前面提过，通过集总参数电路分析，可以得到ＥＭＩ滤波器的 噪声抑制性能的理论值。那么为了进一步研究滤波器的插入损耗，表征ＥＭＩ滤 波器的性能，在此引入二端口网络理论。 严格地说，ＥＭＩ滤波器并不是一个线性网络，因为它含有电感、电容等非 线性元件。但在小信号激励下，能近似地看作是线性的。因此我们把在小信号 激励下的ＥＭＩ滤波器看作一个线性无源二端口网络，那么就可以用二端口网络的各种参数矩阵来描述它。 二端口网络的电流电压关系图为：第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析ｌｌ１２―一＋Ｉ’一、＋线一陀尢源ｒＩ二端ｌ Ｉ网络，图２．１８线性无源二端口网络的电流电压关系常见的描述其特性的参数有Ｚ参数０１４Ｉ、Ｙ参数、Ｈ参数以及Ｔ参数。各参 数方程表示为：ｚ徽夏嚣：髦；Ｙ戮戡＝ｙ２，”Ｖ。＋Ｍｙ２２，２２Ｖ２； Ｈ戮戮＝ｈ｜ｌＩ枞！＂４－ｈ］２：Ｖ％２；Ｔ戮Ｚ叫＝ｄＶ２一－必Ｂ１２。以Ｔ参数为例，来分析和描述ＥＭＩ滤波器的特征（其他参数同理可得）。根据图２．１７，有下式：』ｕ＝珞一Ｉ，Ｇ【ｕ２＝一１２ＺＬ联立Ｔ参数方程，可得：（２．４）％＝―Ａ＋Ｂ－Ｂ－靠＋ＣＺｓ＋ＤＺｓＺＬ（２．５）ｚ￡于是，ＥＭＩ电源滤波器的插入损耗可表示为：儿．划№长划№Ｉ阻抗和负载阻抗就可以计算出插入损耗的理论值。（２．６）可以看出，ＥＭＩ滤波器的插入损耗与滤波器网络的网络参数以及源端阻抗 和负载端阻抗都有关。于是，对于一个Ｔ参数已知的滤波器来说，只要知道源 根据共模等效电路图２．１３，可推导得到共模情况下滤波器的Ｔ参数：１６第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析胁融ｇ鲁ｃＭ］‰＝孚＋Ｚｃ咖（每圳’Ｚｃｒ ２志１＋血汜７，根据差模等效电路图２．１４，可推导得到差模情况下滤波器的Ｔ参数：［纠＝Ｚｃｘ １ Ｚｃｘ‰．（Ｚ删＋Ｚ甜）‘（Ｚｃｘ＋２Ｚｃｙ）２ＺｃＹ‘Ｚｃｘｌ幺ｋ＋一Ｚ．｜Ｚ－｜式中参数分别为：ｚＤＭ－２ＺＤ＋Ｚ‰ｂ弘２ｊ国ＱⅥ‰。，Ｚｃｘ《ｃｘｔ＿ｚｍ＝彘，Ｚｃｒ２面１将上两式代入（２．６），可分别得到共模和差模情况下的插入损耗。其樽桶榀为ＺＬ＋（Ｊｃ口ｚＬｏ＋弘ｋ）＋２ｊ缈ＣｖＺｓＺＬ＋Ｉ．Ｌ．ｃＨ＝２０ｌｏｇ Ｚｓ＋ＺＬｌ一２缈２ｃｙ（ｋ＋每）ＺｓＩ（乙＋乙一２ｃａ２Ｃｒｋ乙＋彩２ＣｙＬｏＺｓ）２ Ｉ－１０１０９Ｉ＋（牛＋缈ｋ勘ｃｙ乙ＺＬ）：Ｌ二ＪＩ－２０１０甙酗纠＠?∞差模损耗式子比较复杂，但可同理推导得到。根据上述几个式子，在Ｔ参数和Ｚ，已知的情况下，只要有噪声源阻抗Ｚ。就 可计算出插损值，来描述ＥＭＩ滤波器的性能。当然Ｚ。的情况很复杂，前面也１７第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析提到过，后面还要讨论。根据文献１１５Ｉ的开关电源噪声源阻抗的测量方法，可看 到差模源阻抗可等效为～个电阻和电感的串联，阻抗值比较小，典型值在１０Ｑ 以下。共模干扰主要由丌关电源与地之间的分布电容产生的，源阻抗是个值较 小的电容，典型值在１００ｐＦ以下Ｉ加ｌ ｌｌｌｌ。所以，就可以根据典型值来进行估算。 还可在进行滤波器设计时，根据噪声源阻抗和负载阻抗来选择合适的电感 和电容来构建滤波器。通过相应的数据手册获得元件的具体数值，然后根据上 述方法计算滤波器的插入损耗。 当然正如前面说过，高频下的寄生参数会影响插入损耗的实际值，所以为 了改善计算得到的插损，可以进行必要的修Ｊ下。 其中一种为切比雪夫修正系数法Ｉｌ引。为了克服式（２．６）中的不足，引入切比雪夫系数Ｍ（缈），即将式（２．６）减去２０１９‘Ｍ（ｃｏ）Ｉ，可获得修Ｊ下改善后的插入损耗。切比雪夫系数为Ｍ（ｃｏ）＝Ｃｏ＋ＣＩ。＋乞＋乞＋吒＋吃＋吒＋吒＋吃。其中，Ｃｏ＝－２２４７４．８２，ｃＩ。＝５６８８８．０４，Ｃ２。＝一６１８８６．３１，ｃ３。＝３７９０２．１６， Ｃ４。＝一１４２７４．８８，Ｇ瑚＝３３８０．８１，ｃ６。＝４９１．１６，ｃ７脚＝３９．９７，ｃ８。＝一１．３９。２．Ｓ参数Ｓ参数是在射频领域里应用较广泛的一个概念，在此提出，是因为其相对 于传统的Ｚ参数、Ｙ参数、Ｔ参数，在高频情况下分析更为有用。 文献１１７Ｉ中详细介绍了Ｓ参数的推导过程，依据是将传输线理论应用Ｎ－端 口网络中。定义传输电压波Ｅ．为端口ｌ的输入电压波，巨，为端口２的输入电 压波，巨，为端口１反射回去的电压波和巨．经过网络传输的部分，Ｅ．为端口２ 反射回去的电压波和Ｅ，经过网络传输的部分。如下图。Ｖｓ一Ｅ“一～ ｂ卜～线性无源 ｊ：端Ｕ 网络＋。。．ａ．ｚＩ！ ?■―一』二２＾一一ｋ １Ｅ吐＋＿～ Ｅ吐―◆～图２．１９传输线上插入二端口网络，并标注了传输波第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析定义一组熟使得满足嚣燃复：乏篙。女口果方酾边同时除以厄，关系式不会变，只是改变了变量，新的变量定义为：旷Ｅｌ。｝厄；旷Ｅｉ２｝厄．ｂ。＝Ｅ ｒ。｝瓯Ｉｂ２＝Ｅ？２｝厄Ｚｏ即传输线特征阻抗，这早作为参考阻抗，～般选５０ Ｑ。注意到，这些新变量的幅值的平方有功率的量纲，就是传输功率波，我们简称为传输波。于是，将上面方程改变一下，成为：ｊ岛２狮＋ｓ：口ｚ 【６２＝是ＩａＩ＋是２ａ２（２．１０） …墨。、墨：、最．、最：这四个参数就叫做散射参数，即Ｓ参数。其中，墨。为输入反射系数，墨。：争Ｉｌ口２＝ｏ ；最：为输出反射系数，Ｓｚ：：蔓ｌｌ口ｌ＝ｏ ；ｓ：为反向传‘‘口ｌ口２输系数，墨：：孚ｌｋ０口２；是。为前向传输系数，是。：堕Ｉ ａｌ｜ｄ２＝ｏ。另外，根据传输线理论，有源端的反射系数ｒ＿ｚＺｓｓ＋－么Ｚ＿ｏ，和负载端的反射系数Ｆ，－么Ｚ工ｔ＋－么Ｚ。。一。经过一系列推导１１８ｌ，就可得当：盟坟△（２．１ １）蔓：鱼缸Ａ（２．１２）旦：！！二曼！墨！％Ａ（２．１３）垒：墨！！！二曼生！±羔！［』墨２ｂ。 Ａ（２．１４）１９第２章ＥＭＩ电源滤波器基本原理分析其中：根据插入损耗的定义，Ｉ．Ｌ．＝％Ｕ－Ａ－＇２高２揣，推导得到：Ａ＝ｌ一（ＳｌＩｒｓ＋是ＩＦＬＳｌ２Ｆｓ＋＆２Ｆ￡）＂ｌ＇－ＳｌｌＦｓ．叉２Ｆ￡（２．１５）～垫銎二延垒坠＆型坠必二坠西墨（２．１６）（争＋鲁）（１＋李）ｏｓ Ｄｓ是－（１－ＦＬＦｓ）￡Ｌ从该方程也可以明显看到，源和负载阻抗通过反射系数ｒ。、ｒ，来影响滤 波器的衰减效果。Ｓ参数可以利用网络分析仪来测量，Ｔ参数除了根据元件值 来计算得至ＪＪ＃ｂ，也可以测量得到。但是在测量时，Ｓ参数有明显的优势，无需 像Ｔ参数测量时需要丌路或短路的条件，而且Ｔ参数在高频时不如Ｓ参数好。２．５本章小结本章分析了开关电源中ＥＭＩ信号产生的原因、特点及ＥＭＩ噪声的类型， 讨论了共模、差模干扰各自的特点，介绍了几种低通滤波网络，着重分析了ＥＭＩ 电源滤波器的设计原则、基本电路结构、基本元件特性及性能指标。将二端口 网络理论应用到滤波器的分析中，将插入损耗表示为网络参数和端阻抗的表达 式，为滤波器性能的分析打下了基础。第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析第３章ＥＭ Ｉ电源滤波器的元件选取及高频分析ＥＭＩ电源滤波器是由电感、电容等无源器件构成，元件看似简单，但若选 取不当，或对元件的特性掌握不够，则很难设计出符合要求的高性能的滤波器。 特别是因为需要滤除的噪声对于电感、电容来说是高频段信号，滤波器的高频 滤波性能往往难以把握，所以有必要对电感、电容等元件进行深入地研究。３．１电感在进行滤波器设计时，通常把电感串联在电路中，在高频时为线路提供一个串联的高阻抗，高频噪声就主要降在电感上，而低频成分能衰减很小地通过 电感。在选择ＥＭＩ滤波器的电感时，需要考虑以下三个关键因素：有效阻抗特性，额定电流和承受浪涌电流的能力。１．有效阻抗特性理想的电感的阻抗是随着频率的上升而线性增大的。而实际电感的阻抗特 性并非如此。图３．１表示了理想的和实际的电感的阻抗特性曲线。可以看到， 实际电感有一个谐振频率，在谐振频率以上，电感阻抗随着频率的上升反而下 降，表现得像个电容。这是因为实际的电感含有寄生的等效串联电阻（ＥｑｕｉｖａｌｅｎｔＳｅｒｉｅｓＲｅｓｉｓｔａｎｃｅ，ＥＳＲ）和并联绕组电容Ｇ。并联绕组电容Ｇ是电感线圈在绕制过程中产生的、分布在绕线与绕线之间的寄生电容，正是它造成了谐振频率。 实际电感的等效电路图为图３．２所示。ＲＬＬ图３．１实际电感与理想电感的阻抗特性图３．２实际电感的等效电路２ｌ第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析由图３．２可推导出电感的阻抗为Ｚ： Ｌ）１．３（：鱼±』丝１一“ＬＣｗ＋ｊ∞Ｒ‘ｗ心为等效串联电阻，ｑ为电感的并联电容。需要指出的是，由于Ｇ除了绕线与绕线之间的导线通过空气、绝缘层和骨架而存在，还有绕组与底板屏蔽 罩之间、多层绕组的层与层之间也存在，频率特性比较复杂，所以电感的等效电路模型并不很精确１１９ｌ。 谐振频率，处，电感和并联电容发生并联谐振，电感表现为阻抗最大值。通过推导得到这时的电感阻抗等于瓦砖’且电感和并联电容满足关系式：２死｛ｒ＝，因此并联电容可通过电感的自谐振频率来计算：Ｇｆ：￡＋翌 ２磊１碍４万２（３．２）２．额定电流电感量Ｌ的大小与滤波器的额定电流有关，额定电流越大，Ｌ就越小。这 是因为电流增大，会使线圈的线径增大，同一磁环上所能绕的线圈匝数必然相应减少。Ｌ与电流的对应关系见下表３．１１２０Ｉ。表３．１电感量与额定电流的对应关系额定电流，／彳１３６ｌＯ１２电感量￡／垅何８～２３２～４０．４一－．０．８０．２～０．３Ｏ．１～Ｏ．１５需要指出的是，在额定电流允许的情况下，尽量将Ｌ取得大些，以利于改 善低频特性。另一方面，绕制线圈时不要损坏线圈表面绝缘层，否则滤波器在 接入２２０Ｖ电压时扼流圈线圈匝间可能发生电击穿而产生放电火花。３．承受浪涌电流能力第３章ＥＭＩ电源滤波器的元ｆ，｝：选取及高频分析滤波器的电感通常对尖峰电流只有很小的影响，但也必须能够通过尖峰电流而无饱和现象发生，因为饱和现象会减小有效电感。特别是应用于开关电源时，滤波电感工作的峰值?巳流比额定电流要大１倍左右，很容易饱和，致使滤波器的插入损耗降低。因此最重要的是选用合适的磁芯材料。对电感进行总体概述后，下面对特别应用于ＥＭＩ滤波器的共模扼流圈、差模扼流圈进行具体分析。３．１．１共模扼流圈 共模扼流圈是专门为抑制共模噪声而设计的特殊电感，一般它的值选取为１．５＂５ ｍＨ。正如的面所既，共模扼流圈的阻抗是由电感部分和寄生参数部分共同构成的。低频段主要依靠电感起作用，而高频段则主要由寄生参数部分起作用。要使共模扼流圈在１５０ｋ－－３０ＭＨｚ之间都能提供足够高的阻抗来抑制噪 声，首先就必须选取合适的磁材。一般来说，铁氧体是共模扼流圈的磁芯的首要选择１２¨，因为铁氧体损耗低、磁导率高（３～１２ｋＨ／ｍ）、频率特性好。铁氧体材料可分为两种：ＮｉＺｎ铁氧体 材料和Ｍ．ｎＺｎ铁氧体材料。ＮｉＺｎ铁氧体材料初始磁导率较低（＜１０００ｐ），但是 在非常高的频率下（＞ＩＯＯＭＨｚ）能很好地保持其磁导率。ＭｎＺｎ铁氧体材料虽然能达到很高的磁导率如１５０００，但在２０ＫＨｚ左右的低频就开始自谐振了。 由于ＮｉＺｎ铁氧体材料的低初始磁导率，它不能在低频时提供足够高的阻 抗，通常作损耗介质使用，吸收ＩＯＭ或２０ＭＨｚ以上的高频电磁干扰。而ＭｎＺｎ铁氧体材料能够在低频时提供很高的磁导率，因此非常适合在１５０ｋ－－３０ＭＨｚ 范围内进行ＥＭＩ抑制，通常作为低频段噪声滤波器和滤波器电路中的共模扼流圈。除了磁芯材料，扼流圈的形状也有多种：Ｅ型，罐型，环形等。但最常见 的共模扼流圈的形状是环形。因为第一，环形相对于其他形状的磁芯来说要便 宜，第二，环形磁芯由于没有气隙存在而有最高的有效磁导率。 图３－３表示一个共模扼流圈的环形绕法，两个绕组匝数相同、绕向相反， 它能够形象地解释共模扼流圈是如何起到抑制共模噪声的效果的。差模电流Ｌ 引起的磁芯内的磁场，很容易可以判断出来是完全抵消的，共模扼流圈就像对 从一个绕组流入另一个绕组流出的差模电流进行了短路。另一方面，共模电流第３章ＥＭＩ电源滤波器的元什选取及高频分析ｔ。和Ｉ：引起的磁芯内的磁场却是相叠加，共模扼流圈对于共模电流来说像个大电感，从而起到抑制共模电流的作用。Ｊ￡模电流引起的磁通叠加 流 臾模差模电流引起的磁通抵消嘲卿图３．４ ｂｏｂｂｉｎ型共模扼流圈ｏ、 ＼．）．ｏ／，ｏ图３．３环形共模扼流圈正因为差模电流在两个线圈上产生的磁场是相互抵消的，所以共模扼流圈 磁芯不容易引起饱和，选取材料时只需像上述那样主要考虑磁导率。 对于环形扼流圈，电感值的大小为式中，Ｄ为磁环平均直径（ｃｍ），么为磁环截面积（ｃｍ２），／ａ为磁芯初始 磁导率，Ⅳ为线圈匝数。要使低频段的共模噪声抑制效果好，就要增大电感量。 从该式可以看出增大电感量的有效途径有三个，即提高匝数Ⅳ，初始磁导率∥ 和磁环截面积么，其中以提供匝数最有效，因为电感量与Ⅳ２成正比。 若是自制扼流圈，一般就是选择合适的磁芯材料，选择环形磁芯，计算匝 数，然后进行手工绕制。绕制时要注意共模扼流圈的线圈匝间分布电容对插入 损耗的影响较大。频率较高时，干扰会通过线圈的匝间分布电容，致使插入损 耗减小，所以要减小分布电容。从线圈结构入手，尽量采用单层密绕。若必须Ｌ＝一ｒ４×１０一９Ⅳ２∥彳Ｄ绕第二层时，应尽量减少其匝数。一般第二层的匝数≤第一层匝数的ｌ／２。对于多层绕组，采用分段可以减小分布电容。 若购买共模扼流圈，环形电感虽然磁芯便宜，但绕制价格却因为必须要用特殊绕制机器或手工绕制而较贵，所以也有研究者建议采用ｂｏｂｂｉｎ型（线轴式）等１２６Ｉ绕制快速经济的磁芯制造的扼流圈。 图３．４是典型的Ｕ芯共模扼流圈，它的绕组绕制在传统的ｂｏｂｂｉｎ上。两个 半Ｕ芯插在ｂｏｂｂｉｎ里，并用夹具固定。这种共模扼流圈也被广泛使用。２４第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析图３．５共模扼流罔的有效原理图ｂｏｂｂｉｎ型的扼流圈最重要的一个优点是“固有的差模电感”。这是由寄生漏 电感产生的，从而无需再附加差模扼流圈。图３．５是共模扼流圈的有效原理图， 由一个共模电感串联一个有效的差模漏电感组成。不同于大部分其他的磁性元 件，也不同于分布电容，共模扼流圈中的漏电感是期望得到的寄生效应，它能 提供差模滤波效果而无需增加元件费用。而环形共模扼流圈的阻抗通常比 ｂｏｂｂｉｎ型的阻抗低，且漏电感阻抗也低得多，因此环形共模扼流圈之后通常还需要加差模扼流圈。所以选择环形或是ｂｏｂｂｉｎ型应根据费用、尺寸等综合考虑。 另外，还有一种为了减小１０ＭＨｚ到２００ＭＨｚ范围内的高频共模传导发射的扼流圈，是由一个较小的铁氧体磁环和绝缘导线绕制成的简易共模扼流圈１２７Ｉ。如图３．６所示。图３．６简易高频共模扼流圈将两种颜色不同的厚的安全导线并联地绑在一起，通常绕制３到５匝。磁芯是选铁氧体且高频有损的。这个高频共模扼流圈可以附加在ｂｏｂｂｉｎ型共模扼流圈之后，也能放在电源输出线上。３．１．２差模扼流圈 差模扼流圈是采用单个绕组结构绕制成的单线扼流圈，串联在单根传输线 上。一般它的值选为１０，－一５０，ｕＨ。差模扼流圈与共模扼流圈最大的不同点，在 于它是与负载直接串接。也正因为如此，差模扼流圈选取时要特别注意磁芯的第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析饱和问题。差模扼流圈中要流过相线或零线中的全部工作电流，很容易产生磁饱和现 象，于是?巳感量会急剧减小，致使插入损耗降低。电感量下降的速度取决于软 磁材料的Ｂ（Ｈ）和∥（日）特性曲线。图３．８即为磁性材料的Ｂ（Ｈ）和∥（Ｈ）特性曲线。ｋｔ＝８／Ｈ，Ｂ为磁感应强度，Ｈ为磁场强度，∥为磁导率。Ｌ １５一Ｈｃ／／ 差模输 出电流７ ｛Ｊ／∈―７Ｂｓ～ｚ―――一｛ ｊＪＨｃＨ图３．７差模扼流罔图３．８磁性材料的磁化曲线为了不使差模扼流圈因为电流过大而饱和以至失去滤波作用，必须选择合 适的磁芯材料。目前国内生产的软磁材料主要有铁粉芯（ＩＲＯＮ）、铁镍５０（ＨＦ）、钼坡莫合金（ＭＰＰ）、铁硅铝（ＭＳ）、非晶、超微晶、硅钢等。其中ＭＰＰ可提 供最大的Ｑ值和最低的磁芯损耗、对温度和交流磁通变化最稳定，是制造差模 扼流圈的最佳材料，但价格昂贵；ＨＦ具有１５０００Ｇｓ的饱和磁通密度，其磁芯 损耗比铁粉芯低，应用大电流场合可有效减小电感尺寸；ＭＳ能量储存容量比ＭＰＰ高，直流偏磁性能和损耗比铁粉芯好。铁粉芯的饱和磁通超过１００００Ｇｓ，直流偏磁性能较好、价格低，特别是设计得当可供选择的规格多，目前应用最普遍。事实上，由于共模扼流圈本身存在漏电感可作差模电感使用，所以在一些 设计中只用一个共模扼流圈便同时起到抑制共模、差模的作用。一般说来，仅 在最低输出功率等级（５Ｗ以下）的场合中使用差模扼流圈，而在更高功率等 级处，则通过选择合适的具有差模电感的共模扼流圈来达到效果而不增加费用。 值得注意的是，在测量共模扼流圈的其中一组绕组的等效差模电感量时，是将 另一绕组短路，将测得的电感量除以２即为该绕组的差模电感量。另一绕组同理测得。不管是共模扼流圈还是差模扼流圈，虽然电感量越大，抑制噪声的效果越第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析好，但其谐振频率会随着电感量的增大而下降，且电感量大的扼流圈体积也越 大，所以选取或设计时均要综合考虑阻抗特性、费用、尺寸等而定。３．２电容由于电容的阻抗值随频率的上升而减小，所以常常将电容器并联在支路中为高频的噪声提供小阻抗的通路，从而将高频噪声旁路，而不影响低频成分。 在选择ＥＭＩ滤波器的电容时，需要考虑以下三个关键因素：有效阻抗特性，额定电压和安全标准。１．有效阻抗特性理想的电容的阻抗是随着频率的上升而线性减小的。而实际电容的阻抗特 性并非如此。图３．９表示了理想的和实际的电容的阻抗特性曲线。可以看到，实际电容有一个谐振频率，在谐振频率以上，电容阻抗随着频率的上升反而增大，表现得像个电感。这是因为实际的电容含有寄生的等效串联电阻（ＥｑｕｉｖａｌｅｎｔＳｅｒｉｅｓＲｅｓｉｓｔａｎｃｅ，ＥＳＲ）和等效串联电感（ＥｑｕｉｖａｌｅｎｔＳｅｒｉｅｓＩｎｄｕｃｔａｎｃｅ，ＥＳＬ），正是由于ＥＳＬ的存在，才与电容产生谐振，并在谐振频率处电容的阻抗达到最小值。若不考虑电容的非线性因素，实际电感的等效电路图为图３．１０所示。图３．９实际电容与理想电容的阻抗特性图３．１０实际电容的等效电路由图３．１０可推导出电容的阻抗为：Ｚｃ＝Ｒｃ＋触ｓ＋去其中心为等效串联电阻，乓为等效串联电感。 谐振频率Ｚ处，电容和等效串联电感发生串联谐振，（３．４）电容表现为阻抗最小２７第３章ＥＭＩ Ｌ乜源滤波器的元件选取及高频分析值。这时的电容阻抗等于等效串联电阻＆，且电容和等效串联电感满足关系式：２咖压…榭……喇雠振频…算：厶＝谚Ｉ万２．额定电压 ‘３．５’差模电容的耐压值须考虑输入电压的最大值，应选得足够高。一般的贴片电容额定电压有１６Ｖ、２５Ｖ、１００Ｖ等耐压值，电容值与其耐压值有关。虽然耐 压值高的电容的值可以更高，但高频性能却下降了，所以选取时要充分考虑各 因素。ＥＭＩ滤波器中的电容用了两种不同的下标：ｏ和ｃｙ。两种下标不仅说明了它们在滤波器中的作用，还表明了它们的安全等级。ＥＭＩ滤波器中，为了符合安全等级还专门用到了安规电容，下文将做详细分析。３．２．１共模电容 ＥＭＩ滤波器的共模滤波性能受到共模电容的制约。共模电容也称Ｙ电容， 跨接在电源线与地之间。交流滤波器中的ｃｙ值是根据滤波器漏电流的大小确定 的。接地漏电流的大小对人身安全至关重要，不同国家对不同类型的电子设备的接地漏电流都做了严格的规定，如果过大则可能会引起严重后果。漏电流可近似由下式估算：‘≈‰×２丌厶×Ｃｙｘｌ旷（ｍＡ）（３．６）其中，虬为电源电压，厶为电源频率。由上式知，若限定了设备的最大漏电流，就可得到最大允许接地电容值即ｃｙ值：Ｃｙ蛳＝赢×ｌ０３缸刃（３?７’第３章ＥＭＩ电源滤波器的元什选取及高频分析一般ｃｖ值范围在０．００２２～０．１，ｕＦ之问。如果电路是做在ＥＦＪ钳Ｊ线路板上，应使ｃｙ接地端通过电源输入端口与交流电源地线相通，且尽量加粗接地线。除了符合式（３．７）的规定，还要求共模电容在电气和机械性能方面有足够 的安全裕量，避免在极端恶劣的环境条件下出现击穿短路现象。因为该电容的 耐压性能，对保护人身安全有重要意义，一旦设备或装置的绝缘保护措施失效，可能导致人员伤亡。３．２．２差模电容 差模电容也称Ｘ电容，由于差模电容是跨在两根电源线之间，它除了承受 额定电压外，还会叠加上两根电源线之间存在的各种ＥＭＩ信号的峰值电压。根据Ｃｘ电容承受的峰值电压大小，可将其安全等级分为■和置两类，见表３．２１勰Ｉ。表３．２ Ｃ膏电容的安全等级用于设备的ｃｘ等级 应用场合在电强度试验期间峰值电压啡／ｋＶ所加的峰值电压ｕｐ／ｋＶＣ≤Ｏ．３３，ｕＦ，Ｕｅ为４五％＞１．２出现高的峰值电压Ｃ＞０．３３，ｕＦ，Ｕ｜ｐ＝４一‘ｏ?３３一ｃ）五％＜１．２一般场合１．４ｑ的容量越大，则低频时差模插入损耗越大。但其也不是无限制地取大，应该根据需要抑制的差模噪声的频率下限值而定，一般取值为０．０１～１．０ｕＦ。 值得注意，额定电压和安全标准对于交流和直流滤波器来说并不一样，尤 其是安全等级，只有在交流情况下才需考虑漏电流，所以直流滤波器的共模电 容的选取并没有如此严格的安全等级，差模电容的选取标准也更宽松。电感电第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析容的具体选值在第四章的设计方法罩介绍。３．３元件高频模型下的插入损耗的仿真分析利用ＰＳｐｉｃｅ软件对共模、差模插入损耗进行分析，比较理想元件情况下和含寄生参数情况下的ＥＭＩ滤波器的插入损耗结果。注意，仿真均在源阻抗和负 载阻抗均为５０Ｑ的条件下进行，虽然端阻抗对于滤波器的插入损耗有一定的影 响，但在分析元件的高频效应时忽略其影响而只考虑元件的寄生参数，仍能分 析大致趋势，具有一定的参考意义。１．理想情况根据共模等效电路图２．１３，将噪声源用一个小的交流源代替，负载阻抗即 共模情况下的ＬＩＳＮ阻抗，为２５Ｑ。共模扼流圈、共模电容均取经验值，‰＝２．８ｍＨ，Ｃｖ＝４．７ｎＦ，差模扼流圈可忽略。于是得到理想情况下的共模插入损耗图，见图３．１１。～…：～：一’ｊ一’：！！ ．．―。一．．二――Ｌ一…――，．．一．．一 ：：：：．／∥。‘。。。。／一７“：：：二≯７ｉ二二≥≥营ｉ， ÷ ‘ ?｛。一．。／。７■． ∥ｆ．．，，。，一．－。图３．１１理想情况的共模插入损耗根据差模等效电路图２．１４，同样将噪声源用一个小的交流源代替，负载阻 抗即差模模情况下的ＬＩＳＮ阻抗，为１００ｆ２。差模扼流圈、差模电容均取经验值， ＬｏＭ＝１８１．ｔＨ，ｃｘ＝Ｏ．４７／．ｔＦ。于是得到理想情况下的差模插入损耗图，见图３．１２。３０第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析一．ＪⅣｍＩⅫ一！｜：．２‘，｜＼ ，＼；｛ｃｌ一。一～～。｛ｃ２ｒｒ一０譬◇：２＝＝～ｔ水｛＋小上。 一 ．一；一＿～＋■～■一，，一一一一一 ～～；＝『！，一．０ ■一ｉ！；ｍ图３．１２理想情况的差模插入损耗可见，理想情况下，共模、差模的插入损耗均随着频率的上升而增加。由于没有寄生参数的影响，高频的插入损耗非常高。另外可以看出，因为共模采 用的是两阶等效滤波器，因此插入损耗的斜率为４０ｄＢ／ｄｅｅ，差模采用的是ｎ型 三阶等效滤波器，因此插入损耗的斜率为６０ｄＢ／ｄｅｃ。２．含寄生参数为观察电感的寄生参数和电容的寄生参数分别对插入损耗产生的影响，采取逐步添加寄生参数的方法。 先只添加电感的寄生参数。以ＴＤＫ公司的ＵＦｌ７１７Ｖ－２８２ＹＯＲ５―０ｌ电感为例，其数据手册上提供的阻抗曲线如图３．１３左图示。根据提供的数据，电感为２．８ｍＨ，电感的等效串联电阻Ｒ＝ｌｆ２，由式（３．２）可求得并联电容Ｇ＝３６．２ｐＦ。于是，依照图３．２的电感等效电路，可仿真计算得到含寄生参数时的电感阻抗 特性，如图３．１３右图所示。啊扭■盔赣性！．＿！一：：：曼：＿：｛：＝：！一”：”．＝．：．：？：ｊ：：：：总。“：”，：．＋．一～：：：：：；；：＝ｊ＋：罗ｉ＿！：ｊ：：二：…。一．，＋＋ｊ，．。：．ｊ。。，：．ｊ：：、、～。。?。?一’ ＾一：‘…Ｈｊ。一二‘．’』．’’彳。”：－．？。“。”：”。‘：乙．。……｝二７一一…：ｌ１● ”“＋，／－一……．。．；…，．；。；…～ｊ：．７鲁一Ｌ…－：一ｉ皇ｊ：－ｌｊ 一…一…?｛…ｐ…一．：？，。●”１，‘ｌ■“’：”：ｌ－．．………÷：．二ｍ…｛，｛；?－－Ｊ，?，一｛图３．１３电感的实际阻抗一频率特性与仿真结果的比较从上图的结果可以看到，计算结果和实际数据在低频段吻合得较好，误差第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析很大的地方出现在谐振频率之后的频段。主要原因在于使用仿真软件，电感的 模型是以集总参数的方式建立的，由此计算得到的只是理论上的结果，而在实 际的电感中，电容是分布在线圈ＬＩｏ止间，同时随着频率的升高，分布参数对实 际阻抗的影响以及一些非线性因素，会导致谐振点之后的阻抗与理论计算的结 果不符。 虽然理论与实际结果有所区别，但趋势是相近的，可以借此来分析ＥＭＩ滤 波器的插入损耗的变化趋势，为工程应用提供参考。 共模情况下，取共模电感的寄生参数为ＲＬ＝１Ｑ，Ｃ酽＝３６．２ｐＦ，得到插入 损耗如图３．１４所示。图３．１４加入电感寄生参数后的共模插入损耗从上图可看到，插入损耗出现了一个尖峰，而尖峰频率正是电感的谐振频 率。在尖峰处，插入损耗最大，但尖峰后，插入损耗几乎不再增加，也就是说 滤波器的高频衰减能力变弱了。同理，若取差模电感的寄生参数心＝３００ｍＱ，Ｇ＝５ｐＦ，可得到差模插入损耗曲线，如图３．１５所示。同样出现了插损尖峰。ｙ｛一一………“：－一一。。―。．。…。，－。二．．． ；：：…一：一：，… …－ ―?．― －―? －―“― ?－ ―－― ― ― ― ―?― － ―－一．．；；；ｉ，，｛…一～｝二？一：二……一，ｏ…－～！ ｊ一 ÷－“ 一一…ｏ一㈠－｛ｏ＊…；＾?ｊ… ■：一：／｜＼卜一一―＿一…一二一一二一。。ｉ”ｉ多霉ｉ∞№ ＝：＃＊ｌ：：ｌ。：堪ｌ：二三季警＋ｊ：≥一毒＋｛…一：，：：：．……：一一一÷一：一一；ｔｊ．…一；一；…一÷，；?． ．＇．＿ｌ＊：ｔ‰０＾％Ⅲ图３．１５加入电感寄生参数后的差模插入损耗３２第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析然后添加电容的寄生参数。一般电容的等效串联电感取５～５０ｎｉｌ，这里取 ｋ＝２５ｎｉｌ，电容的等效串联电阻取Ｒｃ＝３００ｍＱ。于是得到共模插入损耗如图３．１６所示。…：一｛“……。‘：。””’‘。ｌ”¨二＿”～‘¨７｛、．…：＿”多尹。＼≮÷．二二：÷／ ．／一，，：＋“ ’、、、…。：…：：＼’．＼，，＼、、；．：‘、．…ｊ…－、、、≮■：图３．１６加入电感、电容寄生参数后的共模插入损耗差模插入损耗如图３．１７所示。“”……二“：。－‘，”｛…．一．二．ｊ 二．：…“…略ｍ鞠热 ¨毳 窨羹》；。矗∞¨■Ｈ……／ｊ－一一 …一７‘≯…？ ／ ．＿．：：．＿二：ｌ≯－ ，一。一一‘，，，’一■５ 卜■ｏ ：０－，． ．，ｏ／～――｝?―一÷?．．ｊ＿：：：－一：■：：：：：≤：：：：！：…．……?”；，?÷：?ｉ，；一ｖ，－．、。，．．；一；“…．；■｝。……、０ ＼一一，－＿……㈡…：■ ～。…。－一…：．．．－…。…。．：．．…～ ………一…¨一’ ．。…一．一■?…．…、一Ｌ ．… 一“～。‘‘：：…”‘”一―．●卜，Ｉ∥｛：Ｐ）宁ｌｏ 一一一一图３．１７加入电感、电容寄生参数后的差模插入损耗从图３．１６和３．１７可看到，电容ＥＳＬ的存在使插入损耗曲线产生了另一个 尖峰，该尖峰的位置与电容的自谐振点一致。３．仿真结果分析从仿真结果可知，加入电感的寄生参数和电容的寄生参数都会使插入损耗 曲线增加尖峰个数。尖峰的位置与电感、电容的自身谐振点位置一致。以上仿 真只是增加了两个谐振点便使插入损耗曲线恶化，第一个谐振点后插入损耗不 再增加，而到第二个谐振点后，插入损耗反而下降了。因此从变化趋势上可以第３章ＥＭＩ电源滤波器的元什选取及高频分析看出，元件本身的寄生参数、自身的谐振点对于滤波器的高频性能的影响是非常大的。于是，从元件自身的寄生参数考虑，妄尽量减少其影响，就要提高谐振频率点，在选取电感、电容时都要选取自谐振频率高的元件，使插入损耗变差的频率尽量往高频段靠。虽然从衰减能力上考虑，电感、电容的值越大越好，但 元件大了其自谐振频率也随之下降，因此从高频效果上考虑，电感、电容值不能取太大。注意，由于使用电路仿真软件计算，是把等效串联电阻、等效串联电感等分布参数作为集总参数进行处理，无法考虑元件间的相互影响，如电容的寄生电感与共模、差模电感之间的互感等耦合１２引，所以仿真结果与实际测试结果会 有一定的差别，特别是高频段的。所以必须在仿真的基础上再结合试验测试，才能够有效地设计出所需的ＥＭＩ滤波器。３．４改善高频性能的方法从前述的元件特性和仿真均可看出元件的寄生参数对ＥＭＩ滤波器的高频性能的影响非常大，因此必须采取一些措施改善高频性能。１．首先从单个元件的选取和制作上考虑由于共模扼流圈的电感量大于差模扼流圈的电感量，因此自谐振频率要低 于差模扼流圈。一般共模扼流圈的自谐振频率在２００ｋ～２ＭＨｚ之间，差模扼流 圈的自谐振频率在５Ｍ～３０ＭＨｚ之间，所以更关注共模扼流圈的寄生参数的抑制。从自谐振频率的定义式（３．２）可知要增大ｆ，可以减小Ｇ，即电感绕线间的分布电容。这就要从制作工艺上考虑。如果是自己手工绕制扼流圈，首先 要选择初始磁导率大的材料作磁芯，这样较少的绕制匝数就可以获得较大的电 感量。另外除了之前提到过的尽量要采用单层密绕，对于多层绕组则采用分段 的方法外，还可以在绕线与绕线间以及绕组与磁芯间加上绝缘物，以减小分布电容。对于电容，虽然理论上来讲，容量越大，容抗越小，滤波效果越好。但容 量大的电容一般寄生电感也大，自谐振频率低（如典型的陶瓷电容，０．１ｐＦ电第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析容的，为５ＭＨｚ左右，Ｏ ０１／ｔＦ的为１５ＭＨｚ０．００１１ｚＦ的为５０ＭｌＩｚ），高频噪声 所以要降低寄生电感提高自谐振频的滤波效果差，甚至根奉起不到滤波作用 率，就要恰当地选择频宽够高的电容。电解电容不适合用于ＥＭＩ控制，因为它具有相当大的等效串联电阻，意味 着在ＲＣ频率以上，将它看作阻性，不再是一个极点。 贴片电容的寄生电感几乎为零，通常只是传统电容寄生电感的１／３～１／５，白 谐振频率也可达到同样容量的带引线电容的２倍，是射频应用的理想选择。传统卜，射频应用一般选用瓷片电容。但在实践中，超小型聚脂或聚苯乙烯薄膜电容也是适用的，因为’（－＇ｔ＂ｆＪ的尺寸与瓷片电容相当，而且等效串联电阻小，电感值小。另一种特殊的高频电容二端电容可以在结构上做到与电容串联的剩余电感分量很小，从而改善电容的高频特性，优于两端口电容的插入损耗特性。其等效电路如图３ １９所示。它有三根引线，其中一个电极上有两根引线。这样一个微小的改变，却使电容的滤波效果大大改善。普通电容的引线电感对于电 容的高频滤波是有害的．而三端电容却巧妙地利用了引线电感，构成了一个Ｔ型 低通滤波器。三端电容可作为共模电容串在电源线上，也可在两根连在一起的 引线上分别安装一个铁氧体磁珠，更加增强Ｔ型滤波器的滤波效果。。卿！佩。另图３ １９等效电路幽３ １８三端电察的外形图３ ２０穿心电容的外形一．丁瑚３ ２１穿心电容的等效电路三端电容能将小瓷片电容的频率范围从５０ＭＨｚ以下拓展到２００ＭＨｚ以上。 如果要在更高的频段上获得更好的滤波效果，特别是饱和屏蔽体不被穿透，则 必须使用穿心电容。穿心电容的外形和等效电路分别如图３ ２０、３．２１所示，它第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析的地电极围绕在介质周围而信号线穿过介质。这种结构保证了它的电感值很小，高频性能极好，工作电流和工作电压也可以很高。它适用于高频及安装在屏蔽壳体上的场合。使用穿心电容时，应注意必须将其外壳良好接地，只有这样才 能达到预期的滤波效果。２．从连接及其他方面考虑电容在连接到电路中要注意，接地时使电容与电源线之Ｉ’日Ｊ的连线尽可能短，因为导线也含有寄生电感，具体在第五章印刷电路板制作时介绍。在采取恰当结构的电容外，还可以采取多个等值小电容并联的方法来减小 寄生电感。例如若需要４４００ｐＦ的电容，可选用两个２２００ｐＦ的电容来代替。这 是因为Ｎ个电容并联后的容值等于单个电容的值的Ｎ倍，而Ｎ个等值电感并联后的电感量等于单个电感的值的１／Ｎ。小电容的自谐振频率显然要高于大电容的自谐振频率，且寄生电感也减小了。值得注意的是，必须选取相同的小电 容并联，因为相同的电容的自谐振频率也相等。如果是两个不同的小电容，那 么某一个小电容达到自谐振频率时另一个还没达到，相当于一个呈现感性一个 呈现容性，就会在两个谐振点之间发生串联谐振，引起更加复杂的现象。所以 采取多个相同的小电容并联可以改善高频性能。 对于电感，可以用串联两个电感的方法来改善高频性能。前面也提到过一 种高频共模扼流圈，就可以作为辅助的小电感串联在共模扼流圈之后用来增加 电感、减少电容。不过实际上并不大采用这种做法。 前面部分一直没有提到互感寄生参数对于ＥＭＩ滤波器的高频性能的影响。 事实上，互感寄生参数的影响是非常大的，既有电容与电容之间的耦合互感， 又有电容与电感之间的、电感与电感之间的耦合效应。弗吉尼亚理工大学的 Ｗａｎｇ Ｓｈｕｏ对这方面的研究非常深入，在文献１３０Ｉ １３１１提出了一些改善方法。比如，电容因为含有寄生电感，于是两个电容的寄生电感之间会有互感产生，可以通过将两个电容的位置成直角放置来减少互感；可利用导线的电感来与电容的寄 生电感相互抵消，从而消除其影响。Ｔｉｍｏｔｈｙ．Ｃ Ｎｅｕｇｅｂａｕｅｒｔ也进行了非常深入 的研究，在文献１３２ｌ１３３ｌ １３４ｌ１３５１提出多种方法，如用一个小ＲＦ变压器并联在共模电感上，从而抵消掉高频时流过寄生电容的电流，消除寄生电容的影响；利用 耦合磁绕组来消除电容的寄生电感。Ｒｅｎｇａｎｇ Ｃｈｅｎｌ３６１也提出了利用不同的电容 结构来改善高频特性。这些方法尚未经过实验验证，但从理论上来说的确可以第３章ＥＭＩ电源滤波器的元件选取及高频分析改善ＥＭＩ滤波器的高频性能。３．５本章小结本章研究了ＥＭＩ滤波器中的电感、电容的选取和设计中的各种注意事项。 通过仿真研究了元件自身的寄生参数对滤波器的高频性能的影响，并提出了一些改善高频性能的方法。３７第４章ＥＭＩ滤波器的设计方法第４章Ｅ…滤波器的设计方法在了解了ＥＭＩ滤波器的基本原理、结构、元件等之后，本章介绍如何设计符合要求的ＥＭＩ滤波器，来达到相关ＥＭＣ测试的规范。在设计ＥＭＩ滤波器时， 采取先分别设计差、共模部分，最后将两部分合并的思想。由于滤波器的性能 不仅与滤波器本身有关，还和噪声源阻抗有很大关系，因此在设计时要考虑源 阻抗的影响。下文就从通常的不考虑源阻抗的设计方法丌始，分别介绍两种方 法，并着重分析源阻抗影响下的ＥＭＩ滤波器的设计方法。４．１不考虑源阻抗时的滤波器的设计方法通常的方法是１３７Ｉ首先测量且分别提取差模噪声和共模噪声，分析得到ＥＭＩ 滤波器必须提供的噪声衰减量，接着选择合适的拓扑并计算所需的滤波器元件 值，然后将设计好的滤波器加在被测设备的电源输入端，检查此时的噪声是否 符合规范。具体步骤如下：１．测量且分离原始的噪声对于开关电源产生的ＥＭＩ噪声的精确预测是解决ＥＭＩ问题的首要步骤。 许多研究者提出了不同的预测方法，多数方法是采用部分元等效电路法ＰＥＥＣ 或其它方法基于时域仿真进行的‘３８Ｉ １３９ｌ，着重无源元件、有源器件、ＰＣＢ等，也 有利用频谱分析的方法。但是如果有完备的设备支撑，要获得精确的噪声频谱 还是通过测量获得更好。 测量噪声的设备包括线路阻抗稳定网络（ＬＩＳＮ）、噪声分离器（Ｎｏｉｓｅ Ｓｅｐａｒａｔｏｒ）、频谱分析仪（Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｎａｌｙｚｅｒ）、计算机和被测设备（ＥＵＴ）几个 部分，设备的连接如图４．１所示Ｉ，Ｊ。ＬＩＳＮ一端接商用电源（蓄电池），另一端接 被测设备。如之前介绍过的，电源经过ＬＩＳＮ后，成为一个干净的电源，并且 提供稳定的负载阻抗。被测设备的ＥＭＩ噪声由ＬＩＳＮ提取后，经过噪声分离器 将噪声分离为共模、差模两部分，分离网络的输出信号即研究所需的独立的 ＣＭ、ＤＭ信号输入至频谱分析仪，而后由诊断软件对从频谱分析仪传送到计算机上的信号进行处理，计算机可以方便显示和储存噪声频谱图。第４章ＥＭＩ滤波器的设计方法图４．１测量噪声的设备连接图这样一套测量系统不仅可以利用硬件束提供独立的共模、差模分量，同时 也利用软件为ＥＭＩ滤波器的设计提供了有益的诊断信息。过去研究者们对差共模噪声的分离技术有很多研究，如美国的Ｐａｕｌｌ４０ｌ、新加坡的Ｓｅｅ｜４¨、法国的Ｍａｒｄｉｇｕａｉａｎ都利用射频变压器作为分离网络的核心，美 国的Ｇｕ０１４２１提出以０。／１８０。ｃｏｍｂｉｎｅｒ取代变压器作分离网络。但随着噪声分离器 作为仪器被研制出来后，就无需多考虑分离的具体方法，这为ＥＭＩ滤波器的设 计提供很大的便利。２．计算所需衰减量当得到共模、差模噪声频谱之后，便要计算所需的噪声衰减量。先要确定参考的ＥＭＣ标准，一些规范如下表。表４．１ ＥＭＣ相关规范 国家或组织 美国德国 欧洲 法规ＦＣＣＶＤＥＣＥ日本ＩＥＣＶＣＣＩＣＩＳＰＲ ＣＮＳ台湾３９第４章ＥＭＩ滤波器的设计方法要使经过滤波器后的噪声被衰减至规范标准以下，就要令所需的衰减量大 于等于噪声值与标准值之差。计算时采取频点法，计算多个频率点的衰减量， 将每个点的衰减量连接起来，得到一条衰减曲线。在此基础上，必须考虑如果发生相位相同或相位相反而使得两条电源线的总电压噪声超过规范的情况，那么就要在计算的衰减量上加一个６ｄＢ的衰减裕量，也即令噪声抑制的要求更为严格，以避免滤波后噪声大小仍然超过规范限制。以等式表示如下：（％．叫）拈＝（％Ｍ）拈一（圪拥。）拈＋６ｄＢ（ｋ。．伽）拈＝（％啊）拈一（圪砌打）扭＋６ｄＢ（４．１） （４．２）（‰）扭和（‰）拈是第一步中得到的ＥＭＩ噪声电压，（圪咖ｎ）拈是相关规范规定的ＥＭＩ限值。３．选择滤波器拓扑ＥＭＩ滤波器不同于其他滤波器的一个特征就是拓扑基本上是确定的，共模、差模等效图分别如图２．１３、２．１４所示。选择拓扑时一定要遵循前面介绍的“阻 抗失配”原则，注意电感、电容的位置。可以根据所需的衰减要求来确定采用单级或多级滤波器。一个典型的多级 ＥＭＩ滤波器的拓扑如图４．２所示。该图就是采用了两级共模滤波电路，一来可 以更加充分地滤除共模干扰，二来可以使得滤波器内部保持在相对稳定的阻抗 点上，减小负载及源阻抗对滤波器的影响，提高对噪声的抑制能力。在使用多 级滤波结构时，注意虽然结构完全相同，但是不同级的元件参数选择不同，因 为通过选取不同的参数，滤波器要能对不同频段的干扰相应地进行抑制，从而兼顾产生良好的滤波效果。Ｇ；１ｌ圭５０ＱＮ｛Ｉ州 士ｌ妄５０Ｑ卡ｘ．二ｌ／．二氍Ｃｖｌ＋Ｃ车图４．２典型的多级ＥＭＩ电压滤波器拓扑开 关 噪：士’户口源第４章ＥＭＩ滤波器的设计方法选择单级或多级滤波器要综合衰减要求、尺寸要求、费用要求等因素全面考虑。４．确定滤波器的转折频率ＥＭＩ滤波器的实质是低通滤波器，对于低通滤波器而言，ＬＣ的谐振频率就是其转折频率，转折频率之后滤波器开始衰减或者说有插入损耗。假设共模、差模滤波电路都等效为二阶滤波器，而二阶滤波器的插入损耗 的斜率为４０ｄＢ／ｄｅｃ，为了保证在整个频带内的噪声频谱都降落在限值以下，就这样设定转折频率１９ｌ：画一条斜率为４０ｄＢ／ｄｅｃ的直线与第二步中得到的共模衰减曲线相切，该直线与水平轴的交点即共模滤波器的转折频率厶ｒＨ，同理得 到差模滤波器的转折频率．厶Ｄ吖。如图４．３所示。当然若等效成ｎ阶滤波器，就画斜率为（２０ｎ）ｄＢ／ｄｅｃ的直线。８０００出 勺堪４０．００ 馔札∞０１０ １ ００１０∞Ｏ，０１ｎ１０Ｉ ００频率／ＭＨｚ 乱共模频率／ＭＨｚ ｂ．差模图４．３衰减要求一一（２０ｎ）ｄＢ／ｄｅｃ直线５．计算元件值，选取元件有了转折频率后，就可根据低通滤波器的转折频率的定义计算元件值了。以三型和ｒ型滤波器为例，假设共模噪声源阻抗很大，差模噪声源阻抗很小（见下图），分析如何计算元件值。其它型如兀型滤波器的计算过程相似。４１第４章ＥＭＩ滤波器的设计方法ｌ２５ＱＬｃＭＣｃＭ―＝ｌｌ矾忡≤ｌＯＯｆｌ ±ＣＤＭ气ｆＬＤＭｉＩ‰恪（４?３） （４．４）图４．４共模等效电路的简化图４．５著模等效电路的简化根据上图，可推导出：共模转折频率为厶肼２乙习丽１差模转折频率为ｆｃ．删＝。：习霞丽１―２孔―［―＝Ｌ＝二二。二二Ｍ。。。。?。。Ｃ。。。ｏ。。Ｍ――――２ｎ＇４’（。。Ｌ。。ｌ。ｅ。，。，。幻。。ｇ‘。，。。＋。‘。。２。。。Ｌ。。ｏ。’。）’’’．’Ｃ‘。。。ｘ―。选取元件时，式（４．３）中的厶对于ｋ来说较小，可以忽略不计；式（４．４） 中如果两条电源线上均串有差模扼流圈，就取２厶，如果仅在一条电源线上串有差模扼流圈，就取厶，如果无差模扼流圈，则只取ｋ妇。另外要注意，由于滤波器电感电容值越大，其转折频率越低，对噪声的抑制效果越好，但同时 成本和体积也相应增加。而且由材料特性可知，当电感电容值越大时，可持续 抑制噪声的频率范围也相对变窄，因此其值不可以取的无限大。考虑到电容对 于体积的影响较电感小，而且市场上出售的电容器都有固定的电容值，与电感 值相比缺乏弹性，故在决定电感电容值时，应优先考虑电容。共模滤波元件４ｕ和Ｇ选取时，要注意以下的要求。由于Ｙ电容有接地漏电流的限制，其值不能太大，通常６０Ｈｚ工作条件下，Ｙ电容取值限制在３３００矿以下，当然也视情况而定。但选取时应选择符合安规的最大值，再根据式（４．３）计算出所需的共模电感量‰＝―（２―ｎ＂ｆ―ｃ，ｃ！Ｍ―）：一．２Ｃｒ。差模滤波元件厶和Ｇ的选取时，满足式（４．４）的前提下选择的弹性较大。 Ｌｏ越大