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无源带通滤波器
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文档介绍：
综合设计性实验
实验项目选频网络的设计及应用研究
学院物电学院年级专业班电子131
姓名朱大神学号成绩
实验地点电子楼316 指导老师
《综合设计性实验》预习报告
实验项目:选频网络的设计及应用研究
选频网络在信号分解、振荡电路及其收音机等方面有诸多应用。比如,利用选频网络可以挑选出一个周期信号中的基波和高次谐波。选频网络的类型和结构有很多,本实验将通过设计有源带通滤波器实现选频。
二实验目的:
(1)熟悉选频网络特性、结构及其应用,掌握选频网络的特点及其设计方法。
(2)学会使用交流毫伏表和示波器测定选频网络的幅频特性和相频特性。
(3)学会使用Multisim进行电路仿真。
三实验原理:
带通滤波器:
这种滤波器的作用是只允许在某一个通频带范围内的信号通过,而比通频带下限频率低和比上限频率高的信号均加以衰减和抑制。
典型的带通滤波器可以从二阶低通滤波器中将其中一级改成高通而成,如图1所示。
图1 二阶带通滤波器
电路性能参数可由下面各式求出。
其中B为通频带宽。
此电路的优点是,改变和的比值,就可以改变通带宽度B而不会影响中心频率。
图1 二阶带通滤波器
四实验内容:
设计一个中心频率,品质因数的带通滤波器。
五重点问题:
(1)确定带通滤波器的中心频率、上限频率及下限频率。
(2)验证滤波器是否能筛选出方波的三次谐波。
六参考文献:
[1]熊伟等.Multisim 7 电路设计及仿真应用.北京:清华大学出版社,2005.
[2]吴正光,郑颜.电子技术实验仿真与实践.北京:科学出版社,2008.
[4]童诗白等.模拟电子技术基础(第三版).北京:高等教育出版社,2001.
[3]承江红,谢陈跃.信号与系统仿真及实验指导.北京:北京理工大学出版社,2009.
《综合设计性实验》实验报告
实验项目:选频网络的设计及应用研究
带通滤波器理论计算:中心频率,下限频率,上限频率。
带通滤波器Multisim仿真:中心频率,下限频率,上限频率。
带通滤波器实际电路实验:中心频率,下限频率,上限频率。
设计的带通滤波器可以筛选出频率为2000Hz的方波的三次谐波。
选频网络在信号分解、振荡电路及其收音机等方面有诸多应用。比如,利用选频网络可以挑选出一个周期信号中的基波和高次谐波。选频网络的类型和结构有很多,本实验将通过设计有源带通滤波器实现选频。
二实验要求:
设计一个带通滤波器,要求中心频率,品质因数,要求带通滤波器能筛选出频率为2000Hz的方波的三次谐波。
三实验仪器:
0.1μF电容
10KΩ电位器
双踪示波器
OP07CP运放
信号发生器
Multisim软件
四实验内容及步骤:
(1)理论设计
1.用图1所示电路设计带通滤波器。
2.参数计算
?取品质因数Q=10,中心频率,通带增益,,,
(2)Multisim电路仿真
按图1所示电路及步骤(1)计算所得参数搭建仿真电路,如图2所示。
图2 二阶有源带通滤波器仿真电路
1.测试中心频率,下限频率,上限频率
开启仿真开关,调节信号发生器输出(有效值)的正弦波,调节频率,使输出最大,此时频率为中心频率;继续调节频率使输出为0.707,此时的频率分别为下限频率,上限频率,数据记入表1-1,波形记入表1-2。
2.测试带通滤波器的频响特性
打开虚拟波特测试仪,观察带通滤波器的幅频特性和相频特性,数据记入表2。
3.用带通滤波器筛选出频率为2000Hz的方波的三次谐波
调节信号发生器,输出频率为2000Hz的方波,调节频率为,用示波器观察输出波形,数据记入表3。
(3)真实电路实验
按图1所示电路及步骤(1)计算所得参数在万用板上焊接电路,其中,这两个电阻用两个10KΩ的电位器代替便于调试由两个阻值为75KΩ的电阻并联而成,由两个阻值为的电阻串联而成。
1.测试中心频率,下限频率,上限频率
接通电源,调节信号发生器输出(有效值)的正弦波,调节频率,使输出最大,此时频率为中心频率;继续调节频率使输出为0.707,此时的频率分别为下限频率,上限频率,数据记入表1-1,波形记入表1-2。
2.用带通滤波器筛选出频率为2000Hz的方波的三次谐波
调节信号发生器,输出频率为2000Hz的方波,调节频率为,用示波器观察输出波形,数据记入表3。
五实验数据处理及结果表示:
表1-1 测试,,
表1-2 处波形
表2 带通滤波器的频响特性
表3 筛选频率为2000Hz的方波的三次谐波
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下载次数：基于saber的功率因数校正电路优化仿真研究
&&&&分类号：ｔｍｌ３ 密 级：单位代码：１０４２２ 学号：２００２１１４２１⑧√▲．东岁，系硕士学位论文ｓｈａｎｃ［ｏｎｇ ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｍａｓｔｅｒ’ｓ ｔｈｅｓ‘。ｉｓ论文题目：基于ｓａｂｅｒ的功率因数校正电路 优化仿真研究作者姓名专 业惠杰 电工理论与新技术指导教师姓名 专业技术职务谭震宇教授２００５年５月１０日 山东大学硕士学位论文摘要本文设计了一种高功率因数、低电磁干扰的单级有源功率因数校ｊ下（ａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ—ａｐｆｃ）电路。首先对有源功率因数校正电路进行了详细的分析。基于对有源功率因数校正 电路的双级式和单级式：结构的特点比较，本文采用了单级式的电路结构。选择 ｂｏｏｓｔ电路为有源功率因数校正电路的功率级主电路，给出了ｂｏｏｓｔ电路的组成 并分析了它的工作过程。进一步，对相应的有源功率因数校正电路工作模式及控 制方法作了比较分析，在此基础上本文确定采用连续导电工作模式和平均电流控 制策略，并应用ｕｃ３８５４作为有源功率因数校正电路的控制芯片。对ｕｃ３８５４芯 片的工作原理及各引脚功能作了介绍，对相应的控制部分的控制输入、乘法器、 电压环和电流环部分进行了详细的分析，给出了各个部分的经典设计方法。 对于已经确定了结构、功率级主电路、工作模式、控制策略及ｕｃ３８５４控制 芯片的有源功率因数校正电路，分析表明，这种传统的有源功率因数校正电路存 在着输出电压纹波大、电压环响应速度慢和输入电流叠加丌关纹波的缺陷。为此， 基于电路的计算仿真，对有源功率因数校正电路做了系统的优化。 为克服输出电压纹波大的不足，本文采用了脉动补偿的方法，对脉动补偿电 路中提取二次纹波的带通滤波器环节作了详细的计算研究，提出一个改进的脉动 补偿电路，并对该脉动补偿电路各个部分作了优化设计，使其在不影响有源功率 因数校正电路稳定性的前提下，力求使输出端的电压纹波降低到最小。另外，较 小的二次纹波使输出端可以使用容量较小的电容，从而也减小了装置体积。 在优化的脉动补偿环节的基础上，分析了脉动补偿和电压环穿越频率的关 系，对电压环部分的参数作了优化。理论计算和仿真表明，脉动补偿电路同样使 电压环的穿越频率得到提高，增加了电压环的带宽，从而改善了电压环响应速度。 采用在输入端加入输入滤波器的方法来消除输入电流上叠加的开关纹波。对 输入滤波电路的结构和参数选取作了详细的分析和计算，在保证高功率因数的前 提下，详细讨论了输入滤波器的输出阻抗与有源功率因数校正电路的输入阻抗的 关系及其对系统稳定性的影响，并对输入滤波器的参数进行了优化选取。 在上述对有源功率因数校正电路做了系统优化基础上，在输入电压为市电１１１ 山东大学硕士学位论文２２０ ｖ／５０ｈｚ条件下，对优化后的有源功率因数校正电路的输入滤波器、功率变换部分和脉动补偿部分的参数进行了计算确定，并应用ｓａｂｅｒ仿真软件进行了仿 真计算。仿真结果与理论设计比较，表明了两者相当一致。同时，与传统的有源 功率因数校正电路比较，本文提出的改进设计使系统的性能得到明显提商，表明 了本文所做的优化工作的正确性。关键词：有源功率因数校正电路；输入滤波器；脉动补偿；电流纹波；电压纹波： 椭圆滤波器ｉｖ 山东大学硕士学位论文ａｂｓｔｒａｃｔｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ ａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ａｐｆｃ）ｃｉｒｃｕｉｔｗｉｔｈｈｉｇｉｌｉｎ ｔｈｉｓ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ａｎｄ ｌｏｗ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ（ｅｍｉ）ｈａｓ ｂｅｅｎ ｐｅｒｆｏｒｍｅｄｐａｐｅｒ．ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ａｐｆｃ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ｉｎ ｄｅｔａｉｌ．ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｎｅｂｅｔｗｅｅｎ ｓｉｎｇｌｅ ｓｔａｇｅ ａｎｄ ｄｕａｌ ｓｔａｇｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒ ａｐｆｃ ｃｉｒｃｕｉｔ，ａ ｓｉｎｇｌｅ ｓｔａｇｅ ｕｓｅｄ ｉｎ ｐｒｅｓｅｎｔ ｗｏｒｋ．ａｌｓｏ，ａ ｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅ ｂｏｏｓｔ ｃｈｏｐ－ｍｏｄｅ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｔａｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ，ａｎｄ ｉｔｓ ｆｕｒｔｈｅｒ，ｔｈｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｓａｓｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓ ｃｈｏｓｅｎｃｏｍｐｏｓｉｎｇａｎｄ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｏｃｅｓｓｅｓａｒｅｄｅｓｃｒｉｂｅｄ．ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｓ ａｎｄｃｏｎｔｒｏｌａｎａｌｙｓｅｓ ａｒｅｍａｄｅｆｏｒ ｂｏｔｈ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅｓ ｏｆ ａｐｆｃ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇｍｅｔｈｏｄｓ，ａｎｄ ｔｈｕｓ ｔｈｅａｎｄ 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ｆｉｌｔｅｒｖｉ 原创性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独 立进行研究所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不 包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的科研成果。对本文的研 究作出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本声明 的法律责任由本人承担。论文作者签名；裘盘日期：丝竺：墨婴关于学位论文使用授权的声明本人完全了解山东大学有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留或向 国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阆：本人 授权山东大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数掘库进行检索，可 以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文和汇编本学位论文。（保密论文在解密后应遵守此规定）论文作者签名：。：叁盘导师签名： 山东大学硕士学位论文第一章绪论１．１引。占电力电子装置的大量应用给电力系统注入了越来越多的谐波，使系统的功率 因数降低，造成电网供电质量下降，干扰周围电气设备正常运行【ｌ～１。这一问题 已引起人们极大的重视。如何抑制这些谐波，改善供电质量己成为一个重要的研 究领域。在电力电子装置中，开关功率变换器的功率因数校正及控制就是该领域的一个重要课题ｍ。目前，这一重要课题研究中，常用的是基于ｂｏｏｓｔ电路的功率因数校正（ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）技术，本文重点研究单级ａｐｆｃ技术。本文着重设计有源功率因数校正电路。本章以ａｃ／ｄｃ变换器为例，分析了普通二极管整流电路产生谐波电流的原因及谐波电流的危害，引出了非正弦电路中谐波和功率因数的关系，介绍了抑制谐波和提高功率因数的途径，得出了本文提高ａｃ／ｄｃ变换器输入端功率因数的策略～有源功率因数校正技术，并介绍了国内外有源功率因数校正技术的发展情况，本章的最后阐明了本文所做的主要工作。１．２ａｃ／］ｄｃ变换器输入电流的谐波分析及危害 传统的ａｃ／ｄｃ电能变换器和开关电源，其输入电路普遍采用了图１．１所示的全桥二极管不控整流方式。虽然不控整流器电路简单可靠，但它们会从电网中吸 取高峰值电流，使输入端电流和交流电压均发生畸变。大量电气设备自身的稳压 电源，其前置级电路实际上是一个峰值检波器，高压电容滤波器上的充电电压使 整流器的导通角减小３倍，电流脉冲变成了非正弦的窄脉冲１７１，因而，如图１．２所 示，在电网输入端产生了失真很大、时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流。甜彳： 卒 辛图１．１＝ｃｉｒ柳ⅵ∥ａｃ／ｄｃ变换电路图１．２输入电压、电流波形 山东大学硕士学位论文将这种畸变的输入电流作傅立叶级数分析，可得它的展开式如下：ｆ（ｆ）＝ｌ，ｓｉｎｃｏｔ＋１３ｓｉｎ３甜＋ｉｓｓｉｎ５ｃａｔ＋１７ｓｉｎ７０ｘ＋…１１．１１（１一１）式表明了输入电流只含有奇次谐波，ｇｏｉ（ｔ）是一个奇谐波函数。另外，输入 电流中除基波外，还含有丰富的奇次谐波分量。这反映了这类装罱网侧电流的较 大畸变，且滤波电容ｃ越大，网侧电流畸变越严重，功率因数也就越低。一般地，功率因数约为０．５～ｏ．６５［吼。输入电流中谐波的主要危害有： １）使电容器的正常阻抗减小，造成电容器的负荷增大，甚至被烧毁。 ２）使电子设备正常工作受到影响、对通讯设备产生信号干扰、继电保护装置发生误动作。３）谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染”及母线上的电压畸变，干扰其它设备的正常运行。４）谐波电流通过电机、变压器，将增大铁损，使电机、变压器铁芯过热，还会 产生附加谐波转矩、机械振动等。这些都严重影响电机的正常运行，缩短了它的 使用寿命。另外，严重的电流畸变使输入电流有效值变大，电流的集肤效应增强， 导致了电网中产生附加损耗。１．３功率因数和谐波总畸变率１．３．ｉ正弦电路的功率因数通常，工程上把电压有效值ｕ和电流有效值ｉ的乘积作为电气设备功率设计的 极限值，即电气设备最大可利用容量。引入视在功率ｓ＝ｕｉ（１－２）则有功功率ｐ的最大值为视在功率ｓ，ｐ越接近ｓ，电气设备容量就得到充分利用。 定义功率因数ｐｆ（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ）为：ｐｆ＝ｐ／ｓ．（１—３）在正弦电路中，功率因数由电压和电流的相角差ｍ决定的。在这种情况下功率因数ｐｆ就是ｃｏｓ９。１．３．２非正弦电路的功率因数 在公用电网中，一般电压波形的畸变都较小，而电流波形的畸变较大。设电 山东大学硕士学位论文 压为纯ｊ下弦波形，有效值为ｕ，畸变电流的有效值为ｉ，基波电流有效值以及基波 电流与电压的相角差分别为ｉｌ和平。，１１次谐波电流的有效值为ｉ。。记：ｐ＝ｕｌｔｃｏｖ，ｐｔ（１－４） （１－５） （１—６）ｑｆ＝ｕｌｌｓｉｎｇｌｐ２＋ｑ；；ｕ２ｉ＝ｓｉ ｓ２＝ｕｍｉ＝ｕ２ｉ；＋ｕ２ｙｉ：。ａｆｆｉ２（１－７）ｑ：＝ｓ２一ｐ２－ｑ；＝ｕ２ｘｉ：ａ＝２ｏ－ｓ）ｐ定义为电路有功功率，ｑｔｌｇ］；是基波电流所产生的无功功率，ｓｉ为基波视在功率， ｓ为电路总的视在功率，ｑｈ是谐波电流所产生的无功功率。电路的功率因数定义为ｐｆ＝昙＝旦鲁署盟＝｝ｃｏｓ币，（１－，，ｓ ｕｉ ｉ。’其中，｝称为基波因数，又叫畸变因子；ｃ。ｓ币ｌ称为位移因子（ｉｄｆ）。１．３．３诣’饭思ｌｌｌ目父翠谐波电压含量ｕｈ和谐波电流含量ｉｈ分别定义为ｕｈ＝１／∑ｕ：’ｎｒ２（１一ｌｏ）ｎ＝压电压谐波总畸变率ｔｈｄ。和电流谐波总畸变率ｔｈｄｉ分别定义为ｔｈｄ。＝鲁煳。％ ｔｈｄｔ＝鲁×ｔｏｏ％（１—１２）（１—１３） 山东大学硕士学位论文１．４抑制谐波和提高功率因数的途径解决谐波污染的思路主要有两条：１）对于整个电网装设谐波补偿装置来补偿谐波．主要采用各种无源和有源 电力滤波器来抑制电网谐波。 ２）对电力电子装置进行改造，即对原有变流器进行功率因数校正（ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ），使其不产生谐波且功率因数为１。１．４．１提高ａｃ，ｄｃ变换器输入端功率因数的策略 分析图１．１所示电路可知，对于整流电路而言，由于欲得到一个较为平滑的直 流输出电压，所以采用了平波电容，也称为滤波电容。然而，正是滤波电容和整曲 ｌ—２０、｛｝ｓｑｈｚ童 馥 椿ｌ 挂 正上：『｜ｔ：＼鱼 麓国１．３加装功率因数校正的整流电路流二极管的非线性共同作用，使得输入电流发生了畸变。如果去掉滤波电容，则 输入电流成为近似的正弦波，这提高了输入侧的功率因数并减少了输入电流的谐 波，但整流电路的输出电压却为脉动波，不是所需的较平滑的直流输出电压。因 此，要使输入电流为正弦波，同时输出电压为平滑的直流输出，需在整流电路和 滤波电容之间插入功率因数校正电路，简称ｐｆｃ（ｐｏｗｅｆ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）电路。 插入了功率因数校正环节的整流电路如图１．３所示。 关于ｐｆｃ技术，主要有以下几种实现方法： １）无源滤波技术． 无源滤波技术是在图ｉ．１所示电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感， 以增加整流二极管的导通时间，降低输入电流的幅值。另一种技术是在交流侧接 入一个谐振滤波器，主要是消除三次谐波。 ２）逐流技术 逐流技术是以荧光灯电子镇流器为工程背景提出的～种无源ｐｆｃ技术，其基４ 山东大学硕士学位论文本思想是采用两个串联电容作为滤波电容，适当地配合几支二极管，使其电容串 联充电，并联放电，以增加整流二极管的导通角，改善输入侧功率因数，其代价 是直流母线电压大约是在输入电压的最大值和最大值的一半之『自ｊ脉动。如果配合 适当的高频反馈，也能实现ｐｆ＞ｏ．９８。 ３）有源功率因数校正技术［１０，１１１ 有源功率因数校正技术ｉ／ｏａｐｆｃ是在整流器和滤波电容之间增加一个ｄｃ／ｄｃ 开关变换器。它的主要思想如下：选择输入电压为一个参考信号。使得输入电流 跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似同频、同相的波 形，以提高ｐｆ和抑制谐波；同时采用电压反馈，使输出电压为近似平滑的直流输、出电压。有源功率因数校正技术的主要优点是：可得到较高的功率因数，如可达到功 率因数为０．９８，甚至接近１；ｔｈｄ低，可在较宽的交流输入电压范围内（如１６０～ ２６０ｖ）ｓｅ作；体积小，重量轻，输出电压保持恒定。 有源功率因数校正技术的主要缺点是：电路复杂、成本高、电磁干扰高，因 此整个电路效率会有所降低。１．５国内外功率因数校正技术的发展 近年来由于大量含ａｃ／ｄｃ的电力电子装置的使用，谐波危害问题引起了人们 的广泛重视，有关部门也作出了相应的规定，以限制其危害程度。１９８２年，世界 标准组织规定了ｉｅｃ５５５．２技术标准以限制电网线路频率的每种谐波所允许的电 流含量。ｉｅｃ５５５－２规定了每次谐波不能超过１５次且电流值在安全范围内。表１．１ 列出了对ｉｅｃ５５５．２所记录的各次谐波的要求。 ｉｅｃ５５５．２规范分为两部分，即相对失真和最大绝对失真的限制。两种限制适 用于所有设备。 由于ｉｅｃ５５５－２标准的强制规定，以及国际学术界和产业界的共同努力，极大 地推动了ｐｆｃ技术的发展。早在１９８０年代末就有关于ｐｆｃ技术的研究报道，１９８９ 年在ｉｅｅｅ上发表的题为“ａ ｓｔｕｄｙｏｆｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈｐｏｗｅｒａｃ ｌｏｃｏｍｏｔｉｖｅｓ”的文章是本文所查到的与ｐｆｃ技术相关的最早文献。在８０ 年代末国际上出现了ｐｆｃ研究热潮，许多学术会议都安排了ａｐｆｃ的专题演讲与 山东大学硕士学位论文讨论．ａｐｆｃ方面文章不断涌现。自１９９０年－ｚ再．１９９９年，在ｉｅｅｅ ｔ－搜索的关于ｐｆｃ的文章近ｉｏｏ篇。自２０００年来，ａｐｆｃ方面的文章眦１３ｌ也在不断的增加，在ｈｅｅｅ上搜索的关于ｐｆｃ的文章也百余篇，各种实现ａｐｆｃ的方法和理论也不断的创新。表ｉ．１ ｉｅｃ５５５．２各次谐波要求从论文内容的分布情况看，主要局限于对ｐｆｃ的拓扑研究（包括单级式、级联 式、并联式、升压式、降压式、ｂｏｏｓｔ．ｂｕｃｋ升降压式和ｆｌｙｂａｃｋ反激式等）、控制方 式的研究（包括迟滞电流控制、峰值电流控制、平均电流控制、电荷控制等）以及软开关技术的应用（包括ｚｖｔ ｐｆｃ和ｚｃｔ ｐｆｃ），涉及有关ｐｆｃ的分析、建模和仿真的文献也再不断地增加。ｐｆｃ作为一种多变量、非线性、时变的双环控制系统， 其理论分析较为困难，这更加需要进行深入研究。 在应用方面，ｐｆｃ技术由理论研究迅速发展到实用化、商品化，由分立组件 发展到集成电路，目前国际上已有ｕｎｉｔｒｏｄｅ的ｐｆｃ控制ｉｃ（集成电路），它们都有 ｕｃ３８５４ａ／ｂ、ｕｃ３８５５ａ／ｂ、ｕｃｃ３８５７、ｕｃｃ３８５８等，这些控制芯片主要应用领 域包括开关电源、ｕｐｓ、电子镇流器、电焊电源、电机驱动电源和程控机电源等， 输出功率已达到１０ ｋｗ以上。 国内在该领域的研究相对较为迟缓，经本文查阅，９１年才有ｐｆｃ的专题综述６ 山东大学硕士学位论文 性文章出现【１４１。９３年机电部委托专家做出调查、论证，就制定有关标准的必要性 和“九五”组织ｐｆｃ技术攻关提出建议，９４年有关学会开始组织了ｐｆｃ技术的专题研讨会。在ｐｆｃ技术的应用方面，近几年做出ｔｐｆｃ电子镇流器样机。功率因数ｐｆ＝０．９９，电流谐波畸变率ｔｈｄｊ＜１０％的ｐｆｃ电源电路也做到输出功率为２ ｋｗ， 技术指标较高。但总的来说，目前国内的ｐｆｃ技术仍处于学习、试验阶段。 １．６本文的主要工作‘本文将采用ｕｃ３８５４控制芯片设计４５０ ｗ的单级ａｐｆｃ电路，在连续导电模式 （ｃｃｍ）、市电２２０ｖ／５０ｈｚ下，进行基于ｓａｂｅｒ的电源仿真研究，以获得低电磁干 扰和高功率因数的电源。论文的主要内容如下： 介绍了ａｐｆｃ电路各个部分的组成和工作原理，发现传统的ａｐｆｃ电路存在着 输出电压纹波大、电压环响应速度慢和输入电流叠加着开关纹波的缺陷。 针对以上几点，本文在计算仿真的基础上对ａｐｆｃ电路做了系统优化。对于 输出电压纹波大的缺陷，本文提出了脉动补偿电路，对脉动补偿部分的提取二次 纹波的带通滤波器环节作了详细的研究计算，并对脉动补偿环节做了参数优化， 使其在不影响ａｐｆｃ电路稳定性的前提下，力求使输出端的电压纹波降低到最小， 同时二次纹波的减小使输出端可以使用容量较小的电容，从而也减小了装置体积。对于电压环响应速度慢的缺点，本文在优化的脉动补偿环节的基础上，通过 理论计算和仿真，增加了电压环的穿越频率，继而增加了电压环的带宽。 本文采用在输入端加入输入滤波器的方法来消除输入电流上叠加的开关纹 波，对输入滤波电路的选取做了详细的分析，并在保证高功率因数的前提下，详 细讨论了输入滤波器的输出阻抗与ａｐｆｃ电路的输入阻抗的关系，以及此关系对 系统稳定性的影响，并对输入滤波器的参数进行了优化选取。本文通过了大量的 仿真验证，对以上缺陷进行了改进和优化，达到了预期的目的。针对以上工作，本文提出了不足之处，并对此项工作进行了展望。７ 山东大学硕士学位论文第二章有源功率因数校正电路本章对有源功率因数校正电路进行了详细的分析。基于对有源功率因数校正 电路的双级式和单级式结构的特点比较，本文将采用单级式的电路结构。对选择的作为有源功率因数校正电路的功率级主电路一ｂｏｏｓｔ变换器的组成、工作过程作简要介绍；对相应的有源功率因数校正电路工作模式及控制方法作了比较分 析，在此基础上提出本文将采用连续导通模式和平均电流控制策略。本文采用 ｕｃ３８５４作为有源功率因数校正电路的控制芯片，对该芯片的工作原理及各引脚 功能作了介绍，对控制部分的控制输入、乘法器、电压环和电流环部分进行了详细的分析。２．１有源功率因数校正主电路 ａｐｆｃ主电路的电路结构有如图２．１和图２．２所示的双级式和单级式两种。其 中，双级式电路由升压有源功率因数校正和ｄｃ／ｄｃ变换器级联而成，中间母线 电压一般稳定在４００ ｖ左右，前级实现有源功率因数校正，后级实现隔离和降压。 双极式电路的优点是每级电路可单独分析、设计和控制，特别适合作为分布式电 源系统的前置级。单级式［１５１电路集有源功率因数校正、输出隔离和电压稳定于一 身，结构简单、效率高，但分析和控制较复杂，适用于中小功率的单一集中式电ｍｉ升眶ｏｃｆｄｃｊ－——一ｔ：刳ⅲｌｆ１．圉２．ｉ ａｐｆｃ主电路的双级式结构图２．２ａｐｆｃ主电路的单级式结构源系统。本文将采用单级式的电路结构。‘ 从原理上讲，任何一种ｄｃ／ｄｃ变换器拓扑，如ｂｕｃｋ、ｂｕｃｋ－－ｂｏｏｓｔ、ｆｌｙｂａｃｋ、 ｃｕｋ、ｓｅｐｉｃ、ｄｕａｌ—ｓｅｐｉｃ等拓扑均可作为有源功率因数校正的主电路ｉｌ ６】。ｂｏｏｓｔ电 路更为广泛地应用于有源功率因数的校正． 该节对ｂｏｏｓｔ变换器的组成、工作过程作简要介绍；对相应的有源功率因数 校正电路工作模式及控制方法作比较分析，在此基础上提出本文将采用的工作模８ 山东大学硕士学位论文式和控制策略。２．１．１ｂｏｏｓｔ变换器的组成ａｐｆｃ主电路采用ｂｏｏｓｔ变换电路吡１８１如图２．３所示．整个电路由电感ｌ，二极 管ｄ、电容ｃ、电阻ｒ和ｍｏｓ开关管ｇ组成，完成从ｖｉ。到ｖ。的升压过程。图２．３基本ｂｏｏｓｔ电路这里认为：１）开关管、二极管均是理想组件。流为零；“导通”时压降为零，“截止”时漏电２）电感、电容是理想组件。即电感工作在线性区，寄生电阻为零，电容的 ｅｓｒ（等效串联电阻）为零； ３）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。２．１．２ｂｏｏｓｔ变换器工作过程ｂｏｏｓｔ电路的工作过程可由图２．４和图２．５加以说明。图２．４ｇ闭合时的ｂｏｏｓｔ电路图２．５ｇ断开时的ｂｏｏｓｔ电路当开关管ｇ闭合（导通）时，如图２．４所示，电流丸流过电感线圈ｌ，在电感 线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈ｌ中。此时，电容 ｃ放电，ｒ上流过电流ｉｏ，ｒ两端为输出电压ｖｏ，由于开关管导通，二极管承受 反压。所以电容不能通过开关管放电。９ 山东大学硕士学位论文如图２．５所示，歼关管ｇ断歼时，线圈ｌ中磁场的改变，使线圈ｌ两端感 应的电压力求保持ｉｔ不变。这样线圈ｌ两端的电压与电源串联，以高于ｖ。的电 压向电容ｃ，负载ｒ供电。当高于ｖｏ时，电容有充电电流：等于ｖｏ时，充电电 流为零；当低于ｖ。时，电容向负载ｒ放电，维持ｖ。不变。输入电流ｆｌ是连续的，但流经二极管ｄ的电流是脉动的，滤波电容ｃ使负载ｒ上仍有稳定、连续的负载电流ｉｏ。２．１．３有源功率因数校正电路的工作模式及控制方法 根据ｂｏｏｓｔ变换主电路中电感电流是否连续，ａｐｆｃ可分为不连续导通模式 （ｄｃｍ）和连续导通模式（ｃｃｍ）。相对于ｄｃｍ模式，ｃｃｍ模式有以下优点： １）输入和输出电流纹波小、ｔｈｄ和ｅｍｉ小、滤波容易。 ２）器件导通损耗小。 ３）适用于大、中功率应用场合。 ｄｃｍ的控制可以采用恒频、变频、等面积等多种方式。ｄｃｍ的控制方法又 称电压跟踪法，它是ａｐｆｃ中简单而实用的一种控制方法，应用较为广泛。ｄｃｍ 模式的特点是： １）输入电流自动跟踪电压并保持较小的电流畸变率。 ２）功率管实现零电流开通（ｚｃｓ），且不承受二极管的反向恢复电流。 ３）输入输出电流纹波较大，对滤波电路要求高。 ４）峰值电流远高于平均电流，器件承受较大的应力。 ５）单相ａｐｆｃ功率一般小于２００ ｗ，三相ａｐｆｃ功率一般小于１０ ｋｗ。 ｃｃｍ模式根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈和被控制量，有间接电 流控制和直接电流控制之分。间接电流控制是指通过控制整流桥输入端电压的方 式来实现电流的控制。该控制方式存在以下缺点： １）自身无限流功能，需另加过流保护电路。 ２）系统暂态过渡时电流中会出现直流分量。 ３）系统动态响应慢，因而影响了ｃｃｍ在ａｐｆｃ中的应用。 ｃｃｍ模式下的直接电流控制策略是目前应用最多的控制方式，它来源于 ｄｃ／ｄｃ变换器的电流控制模式，这种模式将输入电压信号与输出电压误差信号 相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号变ｌｏ 山东大学硕士学位论文 化。根据控制器控制方式的不同，有峰值电流控锘ｉ］（ｐｃｍｃ）、滞环电流控制（ｈｃｃ）、 平均电流控制（ａｃｍｃ）、预测瞬态电流控制（ｐｉｃｃ）、线性峰值电流控制（ｌｐｃｍ） 和非线性载波控制（ｎｌｃ）等方式。其中，较典型的控制方式有ｐｃｍｃ、ｈｃｃ和ａｃｍｃ。ａｐｆｃ中的ｐｃｍｃ和ｄｃ／ｄｃ交换器中的峰值电流控制原理相同，只是电流 环的过程控制信号不再是直流而是按正弦规律变化。ｐｃｍｃ实现较为容易。图 ２．６为ｐｃｍｃ控制模式的原理图。 ｐｃｍｃ有如下的缺点： １）电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足ｔｈｄ很小的要求。 ２）电流峰值对噪声敏感。 ３）占空比大于０．５时系统产生谐波振荡。 ４）需要在比较器输入端加斜坡补偿。 在ａｐｆｃ中，这种控制方法已趋于被淘汰的境地。．图２．６峰值电流控制（ｐｃｍｃ）原理图ｈｃｃ原理图如图２．７所示。ｈｃｃ与ｐｃｍｃ的差别只是前者检测的电流是电 感电流，并且控制电路中多了一个滞环逻辑控制器。ｈｃｃ最初用于控制电压型 逆变器的输出交流电流。对ｂｏｏｓｔ电路而言，它是最简单的电流控制方式。滞环 控制中没有外加的调制信号，电流反馈控制和调制集于一体，可以获得很宽的电 流频带宽度。ｈｃｃ的特点是： 山东大学硕士学位论文１）控制简单、电流动态响应快、具有内在的电流限制能力。 ２）开关频率在一个工频周期中不恒定，引起ｅｍｉ问题和电流过零点的死区。 ３）负载对丌关频影响很大，滤波器只能按最低频率设计。 ４）滞环宽度对丌关频率和系统性能影响大，需合理选取。ｉ兰！‘与ｌ－』丁－ｌ］丁一ｘ乘法墨ｌ∑一图２．７滞环控制（ｈｃｃ）原理图图２．８给出了ａｃｍｃ原理图。ａｃｍｃ又称三角波控制，它是在峰值电流控 制的基础上，在乘法器输出与比较器之间加了ｐｉ（比例积分）电流控制器，该 控制器控制输入电流平均值，使其与电流参考波形相同。此控制方式下的电流环 具有较高的增益带宽、跟踪误差小、瞬态特性好的特点。ａｃｍｃ的特点是：１１ｔｈｄ和ｅｍｉ小、对噪声不敏感。 ２）开关频率固定、电感电流峰值与平均值之间的误差小。 ３）原则上可检测任意拓扑及任意支路的电流，适用于大中功率应用场合。 如除了可检测ｂｏｏｓｔ变换器的输入电流外，也可检测ｂｕｃｋ，ｆｌｙｂａｃｋ变换器的输 入电流、或ｂｏｏｓｔ．＇ｆｌｙｂａｃｋ变换器的输出电流等。并且两种工作模式ｃｃｍ和ｄｃｍ都可以用。ａｃｍｃ是目前ａｐｆｃ中应用最多的一种控制方式【１９，２０１。平均电流型控制ｉｃ 有ｕｃ３８５４、ｕｃ３８５５等。 山东大学硕士学位论文图２．８平均电流控制（ａｃｍｃ）原理图如图２．８所示，平均电流控制原理是：输出电压经电压误差放大器ｖａ放大 后输出误差放大电压ｙ，与全桥整流输出电压的取样ｘ在乘法器相乘后送至电 流误差放大器ｃａ，作为基准电流，电压环的作用的是使输出电压保持恒定。从 全桥整流取出电压取样的目的是使基准电流与整流电压的波形同相。从电感回路 通过风获得真实的电感电流的取样，送到电流误差放大器ｃａ的“一”端，电流 误差放大器的输出直接加在ｐｗｍ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ脉宽调制）比较器的 “一”端，ｐｗｍ比较器的另一端接锯齿波发生器的输出端。这样，电流误差放 大器的输出直接控制了ｐｗｍ比较器的占空比，强迫电感电流逼近其平均值。如 果电感电流偏大，会使ｐｗｍ比较器的占空比减小，从而减小电感电流：而当电 感电流减小时，ｐｗｍ比较器的占空比会增大，从而增加电感电流。当输出电压 偏高时，电压误差放大器的输出将减小，从而乘法器输出的基准电流减小，办即 使电感电流减小，使输出电压下降。由于电流环有较高的增益．带宽，使跟踪误 差产生的畸变小于ｌ％，容易实现接近于ｌ的功率因数。 平均电流控制的ｂｏｏｓｔ有源功率因数校正装置电路中，为使电路能较好工作， 输出电压必须高于输入电压的峰值，否则即使是开 关管导通时，电网都可直接通过整流桥向输出电容 充电，这样输入电流和输入功率就成为不可控制。 图２．９是平均电流法控制时，电感电流的波形图。由 该图容易看到，电感电流ｆｌ己接近理想的并与电压 同相的正弦波。因此，采用平均电流控制的ｂｏｏｓｔ图２．９电感电流波形 山东大学硕士学位论文有源功率因数校正电路，功率因数可以达到０．９９以上。 至此，通过比较ｄｃｍ和ｃｃｍ两种工作模式的特点，并进一步分析比较了 ｃｃｍ下的典型的控制策略，本文将采用ｃｃｍ下，控制策略为ａｃｍｃ的ａｐｆｃ装置。．２．２有源功率因数校正主电路参数由于稳态时一个周期内电感平均电压为０，即ｖ．。ｔｏｉｌ＋（ｖ。一ｖ０）ｔｏｆｆ＝ｏ。这里， ｔｏ。、ｔｏｆｒ分别是一个周期ｔ内开关管ｇ的导通和断开时间。定义ｄ＝ｔ／ｔ０ｉｉ，并称为占空比。则有。＝半由于ａｐｆｃ电路中，输入电压ｖ。为全波整流电压，即口－，ｖ。＝压ｖ，ｍｓｉｓｉｎｃｏｔｌ（２．２）其中ｖ。是输入电压的有效值。这样，占空比ｄ应为随时间变化的ｄ（ｆ），即 （２—１）式成为∞卜竖等型电感电流为（２－３）ｔ（，）＝ｔ压ｐｏｌｓｉｎ．ｃｏｔｉ（２－４）其中，ｐ。是输出功率。 ｍｏｓ管中通过的平均电流舻等ｓｉｎ（硼擀ｉ（ｆ）［ｉ－ｄ（ｆ）】２岳一生鼍竽（２－５）二极管中通过的平均电流（２－６）１４ 山东大学硕士学位论文２．３有源功率因数校正电路的控制芯片及控制原理ｕｃ３８５４控制电路的基本原理如图２．８所示。ｕｃ３８５４芯片是在ａｃｍｃ控制模式的基础上设计的。由它构成的基本ａｐｆｃ电路的核心是电流调节器，ａｐｆｃ 电路由线性乘法器、电流误差放大器和ｐｗｍ比较器组成。在电流调节器的作用下，输入电流跟踪输入电压呈正弦波形，且与输入电压同相。控制电路主要采用集成芯片ｕｃ３８５４，加外围电路构成，ｕｃ３８５４内部原理框图如图２．１０所示。ｖ＾ｏｌ，ｒ＿ｉｌｔｏｉ作ｄ＾ｄｉｊｒ—ｎ＿瞰ｖ一ｏ¨图２．１０ｕｃ３８５４内部原理框图ｉ“】结合图３．１，得到ｕｃ３８５４的工作原理：正比于输入全波整流电压的电流ｉａｃ 和误差放大器输出电压、，ａｏｕｒ，及前馈电压ｖ。。在乘法器中相乘，产生基准电流 信号ｉｍｏ，ｉｍ０在电阻ｒｍｏ上所产生的压降具有与输入整流电压相同的波形，输入电流ｉｔ通过电流取样电阻＆，产生电流取样电压ｖ。，它与ｒ。上的电压相减后加在电流误差放大器的输入端。由于电流环是无差的，因此，ｒｍｏ和ｒｓ上的电压 差等于零，迫使主回路电流跟踪输入整流电压的波形呈正弦波形。这一结果的实 现是靠ｐｗｍ开关电路来完成的，电流误差放大器输出电压与一个三角波电压在 ｐｗｍ比较器中比较后产生一个ｐｗｍ触发脉冲，去驱动ｍｏｓｆｅｔ，脉宽调制的 高频开关电流在升压电感ｌ的作用下全周期向负载提供电能，而不是象普通整流 电路那样，只在电压峰值时提供电能。２．３．１ｕｃ３８５４的管脚排列及功能 ｌ脚ｇｎｄ（接地脚）：所有的电压测量都以地电平ｇｒｉｄ脚为参考基准。供电 山东大学硕士学位论文脚ｖｅｔ和基准电压脚ｒｅｆ均应接一只ｏ．１心或更大的陶瓷电容器直接到ｌ脚（ｇｎｄ）作为旁路电容。定时电容器ｃ，也接到该脚，从振荡器定时电容器ｃｔ到ｇｎｄ脚的引线，也应尽可能短。２脚ｐｋｌｍｔ（峰值电流限制脚）：它的门限电平应为零值（０川ｖ）。经该脚接入的负电压加到电流检测电阻器心上。在２脚与ｒｅｆ脚脚之间接一电阻，以 补偿负极性电流检测信号，使之升到（ｇｎｄ）地电平。 ３脚ｃａｏｕｔ（电流放大器输出脚）：该脚是宽频带电流误差放大器的输出端， 它检测电网电流，并控制脉宽调制器ｐｗｍ校正电流波形。该输出脚的电平可接 近地电平，必要时允许ｐｗｍ实现零占空比。即使控制芯片无效，电流放大器仍 然维持工作。该电流放大器输出级是一个ｎｐｎ射极跟随器，并接一只８ ｋｑ电阻到１脚。４脚ｉｓｅｎｓｅ（电流检测负号端即输入电流取样信号）：该脚是电流放大器的反相 输入端。该脚与正相输入的乘法器输出端ｍｕｌｔ ｏｕｔ一起即使是在零值或低于地 电平的情况下也能正常工作工作。由于它们是二极管接地保护，所以其工作电平不要低于．０．５ｖ。ｓ脚ｍｕｌｔ ｏｕｔ（乘法器输出端和电流检测器正输入端】：模拟乘法器的输出端和电流放大器的正相输入端连接在一起作为ｍｕｌｔ ｏｕｔ脚，其工作电平不要低于．ｏ．５ｖ。由于乘法器的输出是电流信号，它作为一个高阻抗输入端与ｉｓｅｎｓｅ脚相似，可使电流放大器构成差分放大器以抑制地线噪声。 ６脚ｉａｃ（交流电流输入端即基准电压取样信号）：该脚输入到模拟乘法器的 信号是电流信号。从ｉａｃ脚输入到ｍｕ｜ｔｏｕｔ脚时乘法器失真很小，该脚用于检测 电网电压，ｉ＾ｃ脚的标称电压值是６ ｖ。并分别从ｉ＾ｃ脚和整流端，ｉａｃ脚和ｒｅｆ 脚之『日ｊ接一只电阻，其间如果ｉａｃ脚和ｒｅｆ脚电阻值是ｉａｃ脚和整流器电阻值的四分之一，那么６ｖ的失调电压将被消去，电网电流将具有最小的交越失真。 ７脚ｖａ ｏｕｔ（电压放大器的输出端）：该脚是调节输出电压的误差放大器输出端。像电流放大器那样，如果芯片ｅｎａ脚或ｖ。脚失效，电压放大器仍然工 作。这就是说，由于瞬时的失效周期，跨接在放大器的反馈电容器仍然进行充电。 当电压放大器的输出电平低于ｌ ｖ时，乘法器将无输出信号。 ８脚ｖｒｍｓ（电网电压有效值端即前馈电压信号）：升压ｐｗｍ的输出值是与１６ 山东大学硕士学位论文输入电压成比例的。所以当输入低带宽升压ｐｗｍ电压调节器的电网电压变化 时，其输出将立刻变化，并缓慢地恢复到调节电平，ｖ刚ｓ补偿电网电压的变化。 当最佳控制时，ｖｒｍｓ应停留在１．５—３．５ ｖ之间。 ９脚ｒｅｆ（电压基准输出端）：是一个精确值为７．５ ｖ的电压基准输出。该脚 能提供输出给外围电路１０ ｍａ电流信号，并受短路电流的限制。当ｖ。是低电平或者当ｅｎａ为低电平时，该脚则失效，并将维持在０ ｖ。为了有良好的稳定性，应当用一只ｏ．１心或更大的陶瓷电容将该脚接至ｇｎｄ。１０脚ｅｎａ（使能控制端）：ｅｎａ是一个逻辑输入，为ｐｗｍ输出、电压基 准和振荡器的使能控制端。ｅｎａ还能解除软启动嵌位，允许ｓｓ脚电压升高。当 该脚不用时．应把ｅｎａ接ｎ＋５ ｖ电源上，或者用一只２２ ｋｑ电阻提升其电位。 １１脚ｖｓｅｎｓｅ（电压放大器反相输入端即输出电压检测信号）：该脚通常接反馈 网络，并经一个分压器网络接到升压变换器输出。１２脚ｒｓ舐振荡器充电电流和乘法器限制设置端）：将ｒ。。经电阻接地，可以调节振荡器的充电电流，并让乘法器输出为最大。乘法器输出电流在ｒｓｅｔ接地的 电阻分压器上的电压值不会超过３．７５ ｖ。 ，１３脚ｓｓ（软起动端）：当ｉｃ无效或ｖ。太低时，ｓｓ将维持在地电平。当ｖ。和ｉｃ均有效时，ｓｓ脚电平将被内部一个１４衅电流源提高到超过８ｖ。如果ｓｓ电平低于ｒｅｆ电平时，ｓｓ将充当电压放大器的基准输入。在ｓｓ脚与ｇｎｄ脚 之间接一大电容，电压误差放大器的基准电压将缓慢升高，并将缓慢地减小ｐｗｍ的占空比。万一发出失效指令或电源跌落，ｓｓ将快速放电并使ｐｗｍ无效。１４脚ｃｔ（振荡器定时电容接入端）：该脚到地之间接入定时电容ｃｔ。可按１ １ｃ下式设定振荡器的工作频率：产：土兰＝＿－ｋ．ｓｇｒｘｌｔ１５脚ｖｃｃ（正极性电源电压）：为了保证正常工作，该脚电压应高于１７ ｖ，稳定电流至少为２０ ｍａ，额定值为２２ ｖ。该脚也接旁路电容到地，用于吸收对外部ｍｏｓｆｅｔ栅极电容充电时产生的电源电流尖峰。为了防止不适当的栅极驱动 信号，ｉｃ将阻断输出。直到ｖ。高于欠压锁定门限并维持在高于较低的门限电平。１６脚ｇｔ ｄｒｙ（栅极驱动端）；ｐｗｍ输出是一个图腾柱式ｍｏｓｆｅｔ栅极驱动器（ｇｔ ｄｒｖ）信号。该输出被ｉｃ内部箝位在１５ ｖ，所以ｉｃ可工作在高达３５ｖ１７ 山东大学硕士学位论文 电压值。采用最小为５ ｑ的栅极串联电阻，可防止栅极阻抗与ｇｔ ｄｒｙ栅极驱动器输出之『日ｊ的相互影响，它会引起ｇｔ ｄｒｙ输出过冲太大。当驱动容性负载时， 某些ｇｔ ｄｒｙ输出的过冲总是会出现的。２．３．２控制输入 在控制电路中，ｕｃ３８５４将模拟信号与１００ ｋｈｚ锯齿波信号比较，产生ｐｗｍ 脉冲，经驱动电路控制ｍｏｓｆｅｔ的开通和关断，从而实现功率因数校正与稳压输出。输出占空比信号同时受四个独立的输入信号所控制，输出电压检测信号ｖｓｅｎｓｅ、基准电压取样信号ｉ”、输入电流取样信号ｉ。ｅｎｓｅ及前馈电压信号ｖ。。。这里，对ｖｓｅｎｓｓ、ｉ”、ｉ一。及ｖｎｍ这四个信号作进一步的说明：１）输出电压检测信号ｖｓｅｎ。 为了使输出电压稳定在４００ｖ，输出电压经低通滤波器将１００ｈｚ交流分量滤掉后，与７．５ ｖ直流基准电压比较，其误差信号经电压误差放大器放大后，成为乘法器的输入电压信号、０～ｏｕｔ。２）基准电压取样信号ｉａｃ为使输入电流为正弦波，且与电网电压同相，必须将输入电压作为基准波形 接入乘法器。基准电压经电阻ｒｖ＾ｃ转换成电流信号ｉ＾ｃ，与电压误差放大器输出 信号ｖａｏｔｒｒ相乘后作为电流控制环的基准信号。基准电压取样信号为：’ｋ丧２掣∞，３）输入电流取样信号ｉｓｅｎ踞电流取样信号ｉｓ“。。采用取样电阻＆上的压降ｖ，作为输入电流取样电压， 通过电流环的调节作用，使输入电流呈正弦波形。 ４）前馈电压信号ｖ。哪 随着输入电压有效值ｖ。的增加，系统增益按照增加，这将使电压环的设 计变得复杂。ｕｃ３８５４通过将乘法器增益调整为输入电压有效值ｖ。的函数，从而取消了增益对ｖ三ｉ‘依赖关系。这个结果是靠正比于输入电压有效值ｖ。的前馈电压ｖ。ｍｓ，来实现的，如图２．１１所示。 容易得到由ｒｍ、ｒｍ、ｒｍ、ｃｍ和ｃｍ组成的ｒｃ滤波器的传递函数为 山东大学硕士学位论文ｇ（ｓ）＝孬五ｄ而波器。其对数幅频特性如图２．１２所示。（２—８）其中ａ＝ｒｍｒｆｆ２ｒｍｃｍ ｃａ２、ｂ＝ｒｍｃｍ（ｒｆｕ＋ｒ∞）ｒ船ｃ位（ｒｍ＋ｒ胞）、ｃ＝ｒｍ＋ｒｆｌ２ ＋ｒｆｏ、ｄ＝ｒａ３。可见，ｒｆｆｌ，ｒ血、ｒ∞、ｃｍ和ｃ舵组成了一个二阶ｒｃ低通滤印）ｖｒｍｓ图２．１１前馈电压电路图２．１２对数幅频特性全波整流电压的有效值等于输入正弦电压的有效值，其平均值正比于有效 值，并有关系ｖ。＝０．９ｖ。。 前馈电压ｖ。ⅲ的波形如图２．１３所示。图２．１３ｖｒｍｓ波形前馈电压ｖ。。的平均值可表为ｖ一２ｉ丽ｒｆｄｖｗ‘（２－９）２．３．３乘法器 乘法器是ａｐｆｃ电路的核心，其输出电流是电流环的基准信号，用来校正输 入电流，提高功率因数。乘法器的输出电流【２２１为－啪＝警㈣∞１９ 山东大学硕士学位论文 其中ｔ ｉａｃ为基准电压取样信号，、，ａｏｕｔ为电压误差放大器输出信号，ｖ。。为前馈电压信号。２．３．４ｐｗｍ频率 振荡器频率石由定时电容ｃ，与定时电阻ｒｓｅｔ决定，可表示为：ｚ＝丽１．２５（２－１１）２．３．５ｕｃ３８５４的ａｐｆｃ电路的双闭环控制ａｐｆｃ电路是一个双闭环控制系统。两个闭环中，一个是电流环，一个是电 压环。电流环为内环，它使输入电流呈正弦波形。电压环为外环，它使输出电压 高于输入电压的峰值且保持稳定。 １）电流环 电流控制内环通过调节功率级ｍｏｓｆｅｔ的占空比，迫使输入电流跟踪输入 电压呈正弦波形变化。由于输入电压是全波整流波形，含有丰富的谐波，因此电 流控制环必须有足够的带宽，使输入电流跟踪全波直流电压基准。电流环带宽的 上限为ａ－－ａ／６，当开关频率为１００ ｋｈｚ时，电流环带宽最大值约为１６ｉ１电流环结构图ｋｈｚ。电流环由电流误差放大器、ｐｗｍ比较器和功率级组成，电流环结构图田１如图２．１４所示。图２．１４电流环结构图功率级的传递函数ｇ—ｏ）为魄∞。器２０㈣其中，ｖｓ（０为检测电阻＆（图２．８）上的电压，ｄｏｎ④为ｐｗｍ比较器输出的占空比 信号（图２ａ５）。假定输出电压ｖｏ恒定，则采用状态空间平均技术得到功率级的 山东大学硕士学位论文响应为ｋ＂鼍半由于ｖｓ（ｓ）＝ｒｓｌｌ０），则（２１３）㈣＝导（２—１４）ｄ例２．１５ｐｗｍ比较器原埋对于ｐｗｍ比较器，其原理如图２．１５所示。ｐｗｍ比较器的传递函数为ｇ～ｏ产器５可１到电流环控制到特性（２４ｉ㈣其中，ｖｌ为振荡器斜坡电压的峰．峰值。将ｐｗｍ级与功率级增益结合起来，得ｇ删２—ｆ百５了ｇｐｓｌ如）：—ｖｏｒ—ｓ一１：一ｋｌ２１６）（２－１６她ｋ产普电流误差放大器的电路结构【２卅如图 它的传递函数为ｇ“ｏ）＝１＋ （２－１７）其中，岛２瓦熹＝，ｑ２ｃ睨ｉｂ，龟２ｃｃｐｌｋ以及岛２ｉｃｃｐ通常，ｃｃｚ＞＞ｃｃ。２ｌ 山东大学硕士学位论文ｋ３＝ｏ，则电流误差放大器的开环传递函数为ｇ舯＋争嚣其对数频率特性曲线如图２．１６（ｂ）所示。ｉａ０４）㈣ｓ，圈２．１６电流误差放大器（ａ）及其幅频特性（ｂ）ｉｉ）电流环开环频率特性 电流环开环对数频率特性函数为：篡竺ｎ＋ａｒｃ燕ｔａｎ（ａｎ。ａｒｅｔａ】ｎ（ａｎ９）陋柳反动＝一 卜ｊ其对数幅频特性如图２．１７所示。ｌｐ）图２．１７电流环幅频特性ｉｉｉ）电流误差放大器工作原理分析 由式（２一１０）可知，乘法器的输出电流ｆｍｏ是一个与输入电压‰同频同相的电 流信号。在ａｐｆｃ电路中，ｉｍｏ作为基准电流或被称为电流编程信号（ｃｕｒｒｃｎｔｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ）。 山东大学硕士学位论文为了实现ｐｆ＝ｉ，电流误差放大器（ｃｕｒｒｅｎｔｅｒｒｏｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ，简记为ｃａ）的幅 频特性应设计成图２．１６（ｂ）所示的特性，对于ｃａ输入误差信号的直流分量，放大器具有无限大的增益，即极小的直流分量就能使ｃａ输出的分量有足够的幅度：对于低频分量，ｃａ的增益较大，使得ｉｌ（ｔ）ｄｐ的低频分量非常接近“ｏ；对高频分 量，ｃａ的增益很小，使得高频分量在ｃａ的输出端几乎不存在，从而保证ｐｗｍ 为ｓｐｗｍ（正弦波脉宽调制方式）控制。 根据图２．１６（ａ）、图３．１所示的电路，ｃａ放大倍数ａ，表达式为：１４ ｉｔｈ＋—（ｒｃｚ＋擎１）／／１“ｊｃａｉ＝ｉｉｍｒ。一ｉｌ＆ｌｌ１２ｌ＋——型挚ｌ坐塑（２ ｐ２０）另外，ｃａ输入信号的低频分量（２２１）式中，ｉｍ０ｒ。代表了基准电流，ｉｌ＆代表电感电流的真实值，则ｕｉｅａｌ为电感电流 的实际值与基准值之间的误差。 对于低频信号，即∞ｓ∞ｌ时。式（２—２０）可近似地也表达为：ｆ拈器（２－２２）ｆ４１２喾号当∞＝２兀×５０＝３１４ ｒａｄ／ｓ，在理想情况下取ｉ ａ／ｌ专００，ｃａ输出电压的低频分量 ｕｏｃａｉ为ｉｕｏ删ｉ＝ｌ爿，ｉｌｉｍｏｒ一－－ｉｌｒｓｌｌ 这里，ｉｉ。。ｒ。。一ｉｌｒｓｉｌ代表误差信号的低频分量。 因为１ｕ。ｍ１是一个有限值，则当１ ａｉ（２２３）ｌ专ａｄ时，有ｌｉ。＆。一ｉｌ刚ｌ一０。所以电感电流的低频分量／ｌ与‘。具有良好的跟踪性能，而且＾。与地。也是同相的正弦 波全波整流波形。 原则上讲，由于电路具有输出电压的负反馈调节环节，输出电压是恒定的。ｉｖ）占空比的瞬态表达式 用ｕｃ３８５４作为控制芯片，当ｕｉｎ＝１．４１４）＜２２０＝３１１ｖ，ｐｏ＝４５０ｗ时，测 山东大学硕士学位论文得的误差放大器的输出电压（调制波）的波形如图２．１８所示。图２．１８电流误差放大器的输出波形图２．１８的波形可用下面函数来模拟 比＾＝ｕ。－－ａｌｓｉｎａｘｌ（２．２４）其中ｕｃａ为电流误差放大器的输出电压，ｕ。是（频率等于开关频率）载波信号ｕｓ 的幅值，载波信号的频率石为１００ｋｈｚ，叻黾电网电压的频率。式（２．２４）给出了幅 度调制波的表达式。当载波周期ｔｓ＜＜ｔ时，输入电压ｕｉｎ＝√２ ｕｎｍｓｉｎ（２７ｒｔ／ｔ）随时『日ｊ ｔ的变化相对于载波周期ｔｓ来说非常缓慢。因此，可用ｂｏｏｓｔ型ｄｃ／ｄｃ变换器的直流变比公 式近似计算电路的瞬态增益，即而导五：熹（２－２５） √２ｕ。ｉ ｓｉｎｒａｔ｝ｄｏ（ｔ）其中，ｒａｔ≠０，兀。 ｇｄ（２－２５）式，得到ｄ（ｔ）＝１诚（ｔ）＝ｌ＿生错型表达式的连续模式。（２．２６）上式说明，电路应采用ｓｐｗｍ（正弦波脉宽调制方式）。ｄ（ｔ）称为占空比瞬态为了获得对电流良好的控制和良好的动态特性，电流环必须是较高的低频增 益和较宽的频带。设计时需合理选择网络的参数，折衷考虑系统的稳定性和动态 特性。２）电压环 山东大学硕士学位论文ｉ１电压环结构图及传递函数 电压控制环由电压误差放大器和升压级组成，电压环结构图如图２．１９所示。％／ｏ图２．１９电压环结构电压误差放大器的电路结构如图２．２０所示，其传递函数为ｇ∞）５ｉｒｗ瓦丽１：土（２－２７）ｖ０ ＇１：３ｓ＋１其中砖２ｉｒｖｆ岛２ｒｖｆｃｖｆｏ对于升压级，按照输入功率表示图２２０电压误差放大器ｇ∞产丧２等ｇｖ（ｓ）＝：万ｋ６而的升压级的传递函数为 （２－２ｓ）其中，ｇ搬ｏ）是包括乘法器、除法器、平方器在内的升压级增益，ｋ．＝石孓瓦ｐｉｎｐ聃为平均输入功率，ｃ。为输出电容，△ｖｖｅ＾是电压误差放大器的输出电压范围（４ ｖ），ｖ。是输出直流电压。 由电压环结构图，容易得到电压环开环传递函数为（２－２９）．其中ｋ６＝ｈｘｉ＜５。ｉｉ＇电压环开环频率特性 由（２－２９）式，可得电压环开环频率特性 山东大学硕士学位论文№ｍ吨ｃ赤，ｏ（妫＝－吡一ａｒｃｔａｎ（ｏｊｒ３）相应的对数幅频特性如图２．２１所示。（２－３０）（２－３１）ⅲ）由上述对电压环的分析可以看到，输出 级的基本模型是电流源驱动～个电容。功率级和内部电流反馈环组成电流源，并与输出 滤波电容ｃ构成了一个积分器，其对数幅频ｍ特性的斜率为．２０ ｄｂ／ｄｅｃ。如果电压误差放 大器增益不变，尽管电压环稳定，但是输出图２．２ｌ电压环开环幅频特性电压二次谐波使输入电流发生较大的失真，为了很好抑制输出电压的二次谐波，电压环的带宽应比较低【２６１。这样，必须在误 差放大器响应中加入一个极点，以减小纹波电压的幅值并且移相９００。由于电压 环带宽与开关频率相比非常小，因此，保持输入电流失真最小就成为设计电压环 时要考虑的主要因素。 以上分别对电流环和电压环进行了分析，但在设计中应不断优化其参数，使 得ａｐｆｃ电路有良好的动态特性和稳定性。 山东大学硕士学位论文第三章有源功率因数校正电路的优化根据第二章的分析、比较和选择，本文将进行优化仿真研究的ａｆｐｃ电路基 本结构如图３．１所示。图３．１ａｐｆｃ电路基本结构然而，这类传统的ａｐｆｃ电路存在着输出电压纹波大、电压环响应速度慢和输入电流叠加开关纹波的缺陷。针对这些缺陷，本章基于电路的计算仿真，对ａｐｆｃ电路做了系统优化。为克服输出电压纹波大的不足，本文采用了脉动补偿 的方法，并提出一个改进的脉动补偿电路。对该脉动补偿电路中提取二次纹波的 带通滤波器环节作了详细的计算研究，并对脉动补偿电路做了参数优化，使其在 不影响ａｐｆｃ电路稳定性的前提下，力求使输出端的电压纹波降低到最小，同时 较小的二次纹波使输出端可以使用容量较小的电容，从而也减小了装置体积：同 时，理论计算和仿真表明，优化的脉动补偿电路也增加了电压环的穿越频率，增 加了电压环的带宽，从而改善了电压环响应速度；本文采用在输入端加入输入滤 波器的方法来消除输入电流上叠加的开关纹波，对输入滤波电路的结构和参数选 取作了详细的分析和计算，并在保证高功率因数的前提下，详细讨论了输入滤波 山东大学硕士学位论文 器的输出阻抗与ａｐｆｃ电路的输入阻抗的关系，以及此关系对系统稳定性的影 响，并对输入滤波器的参数进行了优化选取。３．１脉动补偿ａｐｆｃ电路的控制系统中的电压环具有比较低的带宽，是为了很好抑制输出 电压上的二次谐波。然而，这使得功率因数校正电路的电压环动态性能较差。基 于传统的ａｐｆｃ电路，能够分析得到电压环的穿越频率由下式进行计算：（３１） 其中，△ｖｖｅ＾、ｖ。分别是电压误差放大器的输出电压范围和ａｐｆｃ电路的输出电压，ｒｖｌ、ｃ。及ｃｗ如图３．１所示。根据（３—１）式计算得到的电压环穿越频率加仅为１３．３ ｈｚ，这个较小的ｆｖｌ将使整个电路呈现较差的动态性能。为此，一种可以补偿输出端二次纹波的方法被提出，即脉动补偿【２７】。 抑制输出电压上的二次纹波，需要通过电压误差放大器设定其衰减幅度。另 外，由第二章所述，电压环的带宽要低于二次纹波频率，所以电压环带宽被控制 在很小的范围内。由于传统的电压误差放大器采用单极点补偿方式，电压误差放 大器极点频率就是电压环的穿越频率。此时，我们通过脉动补偿减小了二次纹波 的幅值，这样输出电压二次纹波的减小使输入电流发生的失真减小，因此在二次 纹波减小的情况下，我们可以适当增加电压环的穿越频率，带宽随之增加，这样 动态性能就有所提高。３．１．１脉动补偿的原理及改进设计 基于文献【２７】的工作，本文给出了图３．２所示改进的脉动补偿电路。这个电 路由带通滤’波【２剐和线性变压器构成。 对于整个ａｐｆｃ电路系统，由于补偿电路所处理的功率是输出脉动功率，所以补偿器对于系统的大信号瞬态 特性几乎无影响。为取出输出电压的二次纹波，我们对图３．２中带通滤波圈３．２改进的脉动补偿电路作如下的设计。 山东大学硕士学位论文 ａ）确定带通滤波器的频带宽度ｂｂ＝甜２－－∞ｉ，其中国２为上３分贝角频率，国ｉ为下三分贝角频率。设定∞２为９４２ ｒａｄ／ｓ，ｍｌ＝３１４ ｒａｄ／ｓ，则ｂ＝６２８ ｔ＇ａｄ／ｓ。 ｂ）确定中心角频率（－００中心角频率按ｃｏｏ＝（ａ礁＋ａｈ）／２计算得ｍｏ＝６２８ｃ）确定带通滤波器的选择性因子ｑ 选择性因子根据ｑ＝国０／ｂ计算为ｑ＝１。 ｄ）确定电阻ｒ卜ｒ２和ｌｂ 取ｃ＝ｃｉ＝ｃ２＝０．１ ｐ．ｆ，则ｒａｄ／ｓ。中心角频率∞ｏ、选择性因子ｑ与ｒ卜ｒ２和ｒ３有如下的关系：‰２否、『ｉ‘ｉ＋ｉ’ ‰＝否１、『ｉｉｉ‘ｉｉ＋ｉｉ．ｊｐ。２） （３－２）．ｑ＝婀亡＋专中心角频率处的增益ｈ０可表示为ｐ，，ｈｏ＿熹取ｉ－ｉｏ＝ｏ．７，则由（３－２卜（３－４）式，可计算确定得ｒｉ－－－－２２．７ｒ３－－－－３１．８ ｋ１２，ｃｉ＝ｃ２＝０．１ ｉ．ｔｆ。（３－４）ｋｑ，ｒ２＝１２．２ ｋｑ，由带通滤波的移相特性，取出的二次纹波的相位将移动－１８００，经线性变压 器便补偿了输出电压中二次纹波。需要指出，与文献［２７１的工作比较，本文的设 计直接将二次纹波相位移动．１８００，由此可获得较佳的补偿效果。另外，这罩的 脉动补偿电路结构也比文献【２７】的简单，从而改善了文献［２７１的工作。３．１．２电压环的优化 这里，我们将通过两个方面的设计来优化电压环。ｌ１降低滤波电容的大小 脉动补偿使二次纹波幅值大大减小，可以通过这种方法得到一个较高的电压环穿越频率，从而提高了电压环的带宽．这样就可以采用更小的滤波电容ｃ。， 减小了装置体积，也降低了电路滤波时间常数。由于增加了脉动补偿，意味着即 山东大学硕士学位论文使输出滤波电容取得很小．输出端的二次纹波值也很低。由此－我们将ｃ。的取值由不加入脉动补偿时的８００心减小到５００ ｐ．ｆ，从而减少了装置的体积。２）电压环带宽的优化不加脉动补偿，相应于８００ ｔａｆ的ｃ。，能够通过下式‰ｘ２赤（３—５）计算得到输出电压中的二次纹波幅值ｖｏ。约为２．４９ ｖ。因此，我们经验地估计经过补偿后的ｖｏｘ为１ ｖ（实际上更小）。按照电压误差放大器的设计方法，误差放大器在二次谐波频率上增益值可由ｇ”＝％当ｃｖｆ，ｒ”（见图３．ｉ中反馈网络部分）．取ｒⅵ＝５１１ ｋｑ，则通过式ｃｗｐｓ，计算得到。其中ａｖｖｅａ为４ ｖ，电压误差放大器输出端允许的纹波电压失真总量 ａｕｈ为０．０１５，这样ｇｖａ便确定为０．０６。由此，我们可进一步确定反馈网络参数２丽瓦１：而＿（３－７）可确定得ｃｖｆ＝０．０５１ｉ－ｔｆ。基于确定的ｃｗ，由（３－１）式计算的穿越频率厶＝，ⅵ２√瓦而丽ｉ＝两箍ｉ丽丽’２３．４’ｈｚ这样，通过‰。赢东石（３－８）确定ｒｖｆ＝１３０ ｋ．ｏ。文献【４，２７】应用传统的方法和未经优化设计的电压环穿越频率均低于２０ｈｚ。这里的设计表明，经脉动补偿及优化后的穿越频率比未补偿的提高了约１０ｈｚ，也明显优于文献【４，２７］ｆ撇果。知的显著提高，较大地改善了电路动态性能。 山东大学硕士学位论文３．２电源输入滤波器的设计由于ａｐｆｃ电路采用平均电流控制模式，仿真的开关频率设定为１００ ｋｈｚ能 够使电感电流更加紧密跟踪电流参考信号，从而获得较高精度的电感平均电流。 然而，这种控制方式，必然使输入端的电流波形存在大量的开关纹波并产生谐波， 降低了功率因数。为此，我们加入了输入滤波器，使输入端电流波形上的丌关纹波很大地衰减，电流波形成为非常平滑的正弦波。３．２．１电源输入滤波器原理 ａｐｆｃ电路输入滤波器通常要求满足以下条件： １）输入滤波器的加入要保证系统的稳定。 ２）极大地衰减开关噪声。由于本文采用的开关频率为１００ ｋｈｚ，输入端电流 叠加着开关纹波，最大程度的衰减开关纹波是问题的关键。 ３）输入端电压和电流相位差小于２０。通常加入输入滤波器后，由于加入的 滤波器是阻容组件，因此不可避免电压和电流相位差会增大，但通常不应超过２０。图３．３为在ａｐｆｃ电路输入端加入一级输入滤波器的电路。可以分析得到【２９】，工频下“领先ｖａ的 相位差臼＝ａｒｃｔａｎ（：＿犯ｖ｜ｌｌ，ｉｍ）。这表明，要得到高的位 移因子（ｉｄｆ＝ｃｏｓｏ），即较小的相位差口，就须减小 滤波器电容ｃ。给定ｉｄｆ。ｉｎ，得到滤波器电容的上限值图３．３一级输入滤波器‰５意ｔａｎ（ａｒｃｃｏｓｉｄｆｍｉｎ）（３－９）分析图３．３所示电路，可得电路存在谐振频率石一—‘一，此时输入滤波ｚ７ｃｖｌ—ｏ器的输出电阻很大，ａｐｆｃ电路会出现振荡。为此，需要在输入滤波器上添加阻 尼电阻，以提高滤波器的阻尼因数，限制谐振峰值和谐振频率附近的输出阻抗． 阻尼电路通常有以下三种形式，其中相对于ｌ，ｒ—ｌｄ作为一个环节；相对 于ｃ，ｒ—ｃｄ作为一个环节 ｉ）ｒ—ｌｄ并联阻尼电路 山东大学硕士学位论文图３．４给出了ｒ—ｌｄ并联阻尼电路。 该阻尼电路在高频时呈现双极点衰减特性，为了能够使ｒ阻尼滤波器，则要求电感ｌｄ在滤波器谐振频率处的阻抗比ｒ要足够的小。如果电源是直流源， 那么直流电流将通过ｌ，而不流经ｒ和图３．４ ｒ—ｌｄ并联阻尼电路ｈ组成的支路。由于本文电路设计是基于５０ ｈｚ工频交流电源，因此．由ｒ和 ｌｄ组成的支路会有工频电流流过，在ｒ上就增加了功率消耗。所以不宜选择该电路作为滤波电路。２）ｒ—ｃｄ阻尼电路 图３．５为ｒ—ｃｄ阻尼电路。线路中 流过工频电流时，为了使工频电流不流 过ｒ—ｃｄ支路，要求ｃｄ值很小；高频 时，为了能够使ｒ阻尼滤波器，则ｃｄ 的取值又必须相当大，只有这样，ｃｄ 的高频阻抗才能很小，才能使ｒ起到了图３．５ ｒ—ｃｄ阻尼电路很好的高频阻尼作用。然而，这样会增大滤波器体积，并且也将增加成本。因此， 工频电源时此电路不宜使用。３）ｒ—ｌｄ串连阻尼电路 图３．６是ｒ—ｌｄ串连阻尼电路。当 线路中流过工频电流时，选择ｋ使工 频电流时ｌｄ的阻抗会远远小于ｒ的阻值，从而使ｒ上几乎没有工频电流通过；高频时，ｌｄ的高频阻抗远远大于 ｒ，此时ｒ很好的起到了高频阻尼的作用。图３．６ｒ—ｋ串连阻尼电路基于上述的分析和比较，本文在综合上述三种电路的基础上，最终选取图 ３．６所示的高频阻尼电路。 山东大学硕士学位论文 ３．２．２电源输入滤波器选择分析比较关于电子滤波器设计的有关方法【３０】，我们选取椭圆滤波器作为电路 的输入滤波器。椭圆滤波器可按归一化滤波器设计表进行设计ｌ州。图３．７（ａ）是－－●ｌ１ａｌ３ａ一图３．７椭圆滤波器的电路结构（ａ）及其相应的典型衰减特性（”个４阶椭圆滤波器滤波器电路结构，图３．７（ｂ）为相应的典型衰减特性，其中。ａ～ 为最小阻带衰减分贝数，ｑ。为出现ａ。ｉ。的最低阻带频率，ａ。为通带纹波。椭圆滤波器具有陡峭的通带一阻带传输特性。为降低椭圆滤波器的高频处谐 振峰值，我们采用如上所述的滤波器极点阻尼方法，即在椭圆滤波器输入端增加 了如图３．６所示的甩和ｌｄ并联环节，ｌｄ为５０ ｈｚ电流提供了另一支路，减少５０ ｈｚ低频电流流过阻尼电阻凡产生的损耗。３。２．３输入滤波器设计过程 输入滤波器的设计需要确定衰减幅度、滤波器的归一化参数及去归～化参数。 １）确定衰减幅度：考虑到开关频率为１００ ｌｄ－ｉｚ，我们选择衰减幅度ａｍｍ＝８０ｄｂ。２）确定滤波器归一化参数：先选择滤波器阶数ｎ并设计合理的通带纹波ａ。。， 然后根据ｎ、ａ。。、ａ。．岫读取归一化椭圆滤波器设计表１２９１，从而得到图３．７（ａ）中的归～化参数ｑ。、ｌ１ａ、【幽、ｌ３。、ｃ２４和ｃ４ａ。３）确定图３．８所示滤波器去归一化参数：在ａｐｆｃ 电路的设计中，滤波器参数需要去归一化。可以得到ｘ２丌石归。，由于去归一化总 的电容ｃ。ⅲ＝（ｃ２ａｄ－ｃ４ａ），吐帆，则阻尼电阻频率标度系数∞ｆ＝（０．８５ 硒：（ｃ２ａ．屺４∥甜ｃ。。，我们把ｒｄ作为阻抗标度系数；图３．８极点阻尼椭圆滤波器用弛、∞，对滤波器去归一化，则去归一化电感参数分别按ｌｉ＝ｌｌ。ｉｖ璐，ｌ２＝ｋｒ√甜，ｌ３＝ｌ３．ｒｊａ＋确定；去归一化电容参数ｃ２＝ｃ２以吐佩ｄ），ｃ４＂－＝ｃ４ａ／（甜ｒｄ）；滤波器电感参数ｌｊ＝ｒ以２确），其中石为由ｒｄ和ｋ组成的阻尼网络的频率，且要远小于滤波器最低极点频率。至此，图３．８所示滤波器所有参数即可确定。 山东大学硕士学位论文３．２．４滤波器电路参数的优化 １’功率因数、滤波器输出阻抗和变换器输入阻抗我们在ｖ。＝３１ｌｖ，ｐｎ、ｌ＝４５０ｗ，ｉｄｆ＝ｏ．９５下得到ｃ。。＝９．７ ｐ．ｆ。以图３．３为例分析，如ｉｉ｛『所述，减小ｃ。。就可以减小输入端的相位差ａ从而提高了功率因 数。由图３．３，滤波器输出阻抗可表示为ｚｏ（炉ｅ石孝百（３－１０）另外，可以导出图３．３电路的开环增益【３１ｉ是ｔｏ刖【１＋圳ｚｏ（ｓ）１［１＋嚣】理想状态下ａｐｆｃ电路的输入阻抗，ｚ。ｄ∽是ａｐｆｃ电路开环输入阻抗。（３－１１）其中ｓ＝ｊｇｏ，ｔ０）是无输入滤波器时的开环增益，ｒ０）加入输入滤波器时的歼 环增益，ｚ，ｎ（ｓ）＝ｒｔ／ｍ２（ｒｌ是负载阻抗，ｍ为传输比）是图３．３中控制器工作在（３．１１）式表明，为了保证加入滤波器后系统稳定以及变换器的开环增益不受 影响，要求输入滤波器的输出阻抗满足下式： ｉｚ。（曲ｊ＜＜ｌｚ；ｎ（∞ｌ，ｉｚｏ（ｓ）ｌ＜＜ｉｚ，ｄ（ｓ）ｊ 上式和（３．１１）也同样具有一般性，同样满足本文的极点阻尼椭圆滤波器。 根据ｆ３．１０）式，这就需要增大电容ｃ。然而，增大电容ｃ与前面所指出的为 提高功率因数要求减小ｃ相矛盾。考虑到这一矛盾，本文将做以下工作：我们将在ｃ。。＝９．７妒的基础上向下选取多个ｃ。。的值，通过仿真计算分别得到相位差口与滤波器输出阻抗ｉｚｏｐ）ｉ随ｃ。。的变化关系曲线，由此折中选一个合适的 ｃ。。，力求在获得较高功率因数的同时得到一个能使系统保持稳定的ｆｚ如）ｌ。基 于这一方法，我们进行了如下的参数计算和分析。２１ ｂｏｏｓｔ ａｐｆｃ变换器输入阻抗的确定首先确定变换器的输入阻抗ｚｉｎ∞和ｚｉｐ（ｓ）。考虑到最大传输比 ｍ。‘’ｖｄｖ：ｏ．７７７５，由ｚｔｎ（￥）＝ｒｕ＇ｍ２计算得［ｚａｎ（ｓ）ｍ，．ｌ＝６９４ｔ＇２。ｂｏｏｓｔｐｆｃ变换器在其电流环穿越频率南以下的低频段被认为呈纯阻性【３２ｉ，即变换器低频输入阻抗为ｚｉｄｌｏ）＝ｕｉｎ／ｉｉｎ，由此计算得ｚｉｄｉ（ｓ）＝４３０ ｑ。在电流环穿越频率天ｉ以上的高 频段，ｚ．０２（ｓ）＝ｓｌ，这里ｌ＝ｌｍｉ－ｉ，／ｃｒ－１５．９ｌｆｆｉｚ。 山东大学硕士学位论文３）输入滤波器参数优化 由选择的衰减幅度ａ。。ｎ＝８０ ｄｂ，读取归一化椭圆滤波器设计表【３０ｌ，得到图３．７（ａ）所示椭圆滤波器的参数：ｇ＝５．６６，ｌｌｓ－＇－－ｏ．５９ ｈ，ｌｚ。＝ｏ．０４ｃ２ａ－－ｉ．２１ｈ，ｌ３ａ＝１．５２ ｈ，ｆ和ｃ４ａ＝１．２９ｆ。取频率标度系数扛，产（ｏ．８５ｘ２ⅱ￡）般，＝９４３１１ ｒａｄ／ｓ，这样，根据上述设计思想，自ｃ。。产９．７心起，以间隔为０．７沁递减地取１１个ｇ（１１＝ｉ，２……１１）值，计算每个ｃ。下图３．８所示输入滤波器相应的参数ｌｌ、ｌ２、 ｌ３、ｃ２、ｃ４、ｒｄ和ｋ，并进一步通过仿真计算得到该组参数下输入端电压与电 流的相位差口。这些结果被列在表１中。表ｌ的计算结果表明，相位差护随ｃ。 的减小而减小。对表ｌ中的每一个ｃ。及相应的输入滤波器参数，由仿真计算可得到输出阻抗ｆｚ０∽ｆ的频率特性。图３．９给出了ｃ分别为９．７、７．６、４．８、２．７ｐｆ时输出阻抗频率特性ｉｚｏ∽ｉ。能够看到，对于给定的频率劬ｌｚｏ（ｓ）ｉ随ｃ。的减小而 增大。另外，对于每一个ｃ。，ｉｚｏ∽『在约１６ ｌｄ４ｚ频率处为最大。这个频率已大于 电流环穿越频率元ｔ，如前面指出，对于，＞五一，ｌｚｉｄ④ｌ＝２吒７ｌ。垂！墅廛王ｇ（￡！：！：：：：：：！１２盐篁盟ｂ：ｋ！ｋ！里２：鱼：＆：ｂ塑！芝ｃ，（ｔｔｆ）ｌｉ（ｐ．ｈ）ｌ２（ｔ１ｈ）ｌ３（ｔｔｈ）ｏ ｌ ｏ ０ ７ ７ ８ ４ ｏ ８ ｌ ｌ ｌ ｌ ｌ ｌ ２ ２ ２ ３ ４ ５ ｏ ｏ ｏ ０ ｌ ８ ６ｃ２（ｕｆ）ｃ４（ｐｆ）ｒｄ（ｎ）ｌｏ（ｍｈ）２ ７ ３ ｏ ３ ２ ３ ５ ３ ８ ４ ２ ｌ １ ｌ １ ２ ２ ２ ２ ３ ４ ５口（ｏ）ｎ ０ ｎ ｏ ｏ ｏ ｏ ｏ ０ ｏ耵ｔ“１王土ｚｚ ２ ｌ４ ８ ５ ５ ６４ ７ ７ ９ ８姗暑；桃拟撕ｍ啪ｍｍ孵蛐¨拍的眈＂¨¨¨ｍ＂堪加勉幻拍剪弘如船们３ｈ＂硒∞ 舳∞如加如ｍ缸删川鲍钏观孔强ｍ蜥雠 ３∞ｍ乃刀肿硒舯肿研舯肿劢加ｌ 够竹∞舛如加ｓ２∞ｍ∞∞钤∞踮叭”钳ｓ！∞魄加ｏｍ哪 山东大学硕士学位论文／钐／＇厂，形蕊荡∥＝１３．３＼ ｃ４名ｕｆｃ２３７ｔｔｆ℃７ｊ心 ９．－／醇图３．９输出阻抗ｚｏ（ｓ）随ｃｎ的变化这样，在１６ ｋｈｚ频率处ｉｚｉｄ（ｓ）ｌ约为１００ ｑ。当，＞正ｉ时ｌｚ．ｄ（ｓ）ｌ＞１００ ｑ。注意到厂＜尼ｉ时，ｌｚ．ｄ∞ｉ为４３０ ｑ以及变换器的输入阻抗ｉｚｉｓ（ｓ）。ｉ。１＝６９４ｑ。因此，对ｃ，。的选定力求在获得较高功率因数的同时得到一个能使系统保持稳定的ｉｚ。（ｓ）ｌ的条 件就转化为在频率ｆ＝１６ ｋｈｚ处要求ｉｚｏ（ｓ）ｔ＜＜ｔｚｉｏ∽ｉ＝ｌｏｏ ｑ。为此，我们将在该频率处比较ｉｚ０④ｆ和ｉｚ。ｄ∞ｊ。取ｃ＝２，７旷，在频率１６ ｋｈｚ处，由图３．９测量得ｉｚｏ（ｓ）ｌｑ，显然，这个输出阻抗值偏大，因此应适当增大ｃ的值。我们经验地取ｃ＝４．８心，此时在频率１６ ｋｈｚ处ｉｚ，ｉｄ（ｓ）ｌ约为７ ｑ，这个阻值满足远小于１００ ｑ的 要求，系统处于稳定的工作状态。同时，得到的功率因数角为０．１６３０这样一个较理想的结果。 山东大学硕士学位论文第四章优化的ａｐｆｃ电路的仿真验证分析第三章对ａｐｆｃ电路进行了详细的优化设计，本章在第三章的基础上，在输 入电压为市电２２０ｖ／５０ ｈｚ条件下，对优化后ａｐｆｃ电路的输入滤波器、功率变 换部分和脉动补偿部分应用ｓａｂｅｒ仿真软件进行了仿真验证和分析，输出了仿真 结果及相应的图形。分析仿真结果并与理论设计进行比较，表明了两者相当一致。 另外，与传统的ａｐｆｃ电路的比较，本文提出的改进设计使系统的性能得到明显 提高，从而表明本文所做的优化工作的正确性。４．１基于ｕｃ３８５４的ａｐｆｃ电路参数 采用ｕｃ３８５４控制芯片，改进的ａｐｆｃ仿真电路如图４．１所示。图４．ｉ基于ｕｃ３８５４改进的ａｐｆｃ电路该电路可分为输入滤波器、功率变换和脉动补偿三个部分。功率变换部分的 参数根据文献【４】的方法计算确定。输入滤波器及脉动补偿电路是整个电路设计 中将进行优化仿真研究的主要部分，这两个部分的设计方法在第三章已作了详细 的研究。整个电路参数设计过程如下：设计规范： 山东大学硕士学位论文 输出功率ｐｏｍｘ＝４５０ ｗ 输入电压ｖｒｍｓ＝１８０～２６０ ｖ 输出电压ｖ。＝４００ｖ频率ｆ＝５０±２ｈｚ ｋｈｚ。开关频率ｆｓ＝ｌｏｏ（１）主电路设计 １１升压电感器最大峰值线路电流ｉｐｋ（ｐｉｎ＝ｐｏｍａ］ｘ时）为ｉⅸ＝拿监２＿。压ｘｐｏｍ．ｘ＝（压ｘ４５０ｙ１８０＝３．５３５ａ‘ｖ。蜘帕ｖ孟。）纹波电流△ｉ按下式计算，即有 △ｉ＝０．２×ｉｐｋ＝ｏ．２ｘ３．５３５＝ｏ．７０７ａ低电网线路电压时经整流的峰值电压‰（ｐｋ）２１．４１４ｘ１８０＝２５４ｖ，则在ｉｐｚ时的占空因数ｄ：—ｖｏ－－ｖ—ｉｎ（ｐｋ）：（４００．２５４）／４００：０．３６咯则升压电感器的电感ｌ２｛专芋气２５４这里，ｌ取为ｌ＿２ｍｈ。ｘ０．３叭ｏｏｏ。唧，ｍ∞６ｍｎ２）输出电容器输出电容器电容ｃ。的典型值一般按每瓦ｌ～２心确定。记ａｔ为维持时『日ｊ（秒），ｖｌ是最小输出电容器电压，则ｃｏ－器一ｓｏ。妒ｖ，ｐｏｍａｘ－－－－４５０由第三章的优化工作，本文取ｃ。＝５００心。３）选择功率管ｍｏｓｆｅｔ及续流二极管 对于ｍｏｓｆｅｔ，为了使管子有较宽的工作区，将按照电路可能工作的最严 重情况选择额定参数。输入电压为ｖⅲ（ｐｋ）＝２５４ ｗ，功率管额定电 山东大学硕士学位论文流ｉｒｍｓ＝＝２ａ通常考虑两倍裕量，故管子的额定电流值取为４ ａ。因此，主ｍｏｓｆｅｔ选择为 ｉｒｆｐ４６０，它的主要参数是５００ｖ／２３ ａ。对于续流二极管，二极管额定电流ｉｍｍ＝＝２ａ同样考虑两倍的额定裕量，则取二极管的额定电流值为４ ａ。所以选择 ｈｆａｌ５ｔｂ６０型续流二极管，其主要参数为１５ ａ／６００ｖ，恢复时间是４２ ｎｓ。 ４）电流传感检测电阻如 对＆的电压ｖｒｓ，要求保持在峰值电压上，其典型值低于ｌ ｖ。ｉｐｋ【。。）为在 ｉｐｋ上叠加了纹波电流△ｉ后的峰值，应有ｉｐｋｔｍａｘ）＝ｉｐｋ＋ａｉ／２＝３．５３５＋０．７０７／２＝３．８９ ａ则检测电阻＆：０监ｌ：ｏ．２５ ｑｊｎ∞№，我们取凡＝０．２５ ｑ。这样，计算实际的峰值电流限制电压 ｖｒｓ（ｐｋ）＝ｉｐｋ（ｍａｘ＇×心＝３．８９ｘ０．２５＝０．９７ ５）设置独立的峰值电流限制ｖｒｐｋｉ和ｒｐｚ２是分压器中的电阻。ｒｐｋｌ的典型值是１０ ｋ．ｏ，ｒｐｉ（２的确定需要设 蜀独立的峰值电流来得到。这里，一般选取峰值电流的过载值ｉｐ９４０ｖ）为５．６电压’ｖｐ．ｓ（ｏｖ）２ ａ，ｉｐｋ（ｏｖ）ｘ贮５．６ｘ０．２５＝１．４ ｖｍ则电阻ｒｐｒａ按下式计算得到ｒｐｚ２＝警＝ｌａｘ１０ ｋ／７．５＝１．８６取ｒｐｍ＝１．８ｋｆｌ。６１乘法器的设置 山东大学硕士学位论文 乘法器的输出电流ｉ。与它的输入电流ｉａｃ、前馈电压ｖｍ。及电压误差放大器的输出电压‰之间的关系是ｋ＝坠掣２瓦ｉ瓦一其中，ｋ。为一个系数，并取ｋ。＝ｉ。乘法器的设置需要设计与ｉ＾ｃ和ｖ。。。相应的电路参数。 ａ．前馈电压分压器 前馈电压分压器见图２．１１。这里，需要确定的电路参数有ｒｆｎ、ｒ腔、ｒｆｆ３、ｃｍ及ｃ衄当ａｐｆｃ电路的输入电压为ｖ州。ｉ。）时，ｖｒ＾ｌｓ＝１．４１４ｖ，ｖｆｌ２（见图２．１１）约为７．５ｖ。ｖⅲｔ。ｉ。）的平均值ｖ“ｉｖ。（ｒａｉｎ）×ｏ．９。ｒｍ、ｒｆｌ２和ｒ∞将根据这里得到的ｖｎｍｓ、ｖ厅并由如下的两个方程确定。‰ｓ、，’７“ｒｖａｖ＾＂ｔｘ－ｉｔ３ｖｍ＝酱裂解此二方程得到ｒｍ＝９１０娥，ｒ恐＝３６垃以及陆＝８，２垃。电容ｃｍ和ｃ衄按如下二式计算确定：一１ｃｍ２‘２。ｇ‘。。ｘ’ｆ’—ｖ——ｘ——ｒ—’—舷。。％２丽了赢其中，ｇｆｆ２％ｔｈｄ／６６．２％＝０．０２２７，厶＝、／ｇ∥×厶＝０．１５×１００＝１５ｈｚ。这样，计算得到ｃｍ＝０．１ｂ．选择ｒｖａｃｔｔｆ、ｃｎ２＝０．４７ ｔｔｆ。求出最大峰值线路电压ｖｐｋ（ｍａｘ）＝１．４１４ｖ。《ⅲ尸１．４１４ｘ２６０＝３６７．８４ｖ乘法器最大输入电流为６００ｐａ，则ｒｗ。ｃ－－－－－３６７．８４／（６００ｘ１０ｂ＝６１２．７ ｋｑ取ｒｗ为６２０ｋｑ。 山东大学硕士学位论文ｃ．选择ｒ町ｒｍ是一个偏置电阻。在乘法器中，ｒ。＾ｃ与ｒｂｌ构成了一个分压器，ｖ。为 ｒｂ！上的电压。按照给定的分压比，有ｒｂｌ－ｏ．２５ｒｖａｃ。这样，计算得ｒｂｉ＝１５５则取ｒｂｉ为１５０ｋｑ。 ｄ．选择ｒｓｈ ｒ。。按下式进行计算：ｋ．ｑ，ｒｓｎ２两３．＝７５其中，ｉａｃ（。。）－ｖｌｎ（ｍ．。）／ｒｖａｃ＝ｉ．４１４ｘ１８０／（６２０ｋｎ）＝４１０．５２ ｒｔａ。这样，计算的ｒｓｅｔ 为４．７ｋｑ。ｅ．选择ｒ。。ｒ。上的电压必须等于低电网线路输入电流限制时＆上的电压，因此‰２瓷詈２ｃ０．９７ｘ１．１２）／（２ｘ４１０．５２ｅ－６踟垃本文取ｒ。为１．４ｋ．ｏ。 ｊ７）确定ｃ；电容ｃｔ由ｒｓｅｔ和开关频率工决定，有ｃｔ＝ｒｓｌｅｔ．２×５六２ｌ２５／（４．７娩×１００㈣＝２．２８）电流误差放大器的补偿 ａ．电流误差放大器在开关频率上的增益ｉｌｆ当输入电压为零，即ｂｏｏｓｔ电路的输入、输出电压差最大时，电感电流下降的斜率最大，为拿：ｖｏ。这时，电感电流流过取样电阻＆所产生压降的斜率也 ｌ。ｄｔ最大，ｄｖ．：！当。这个斜率乘以电流误差放大器在开关频率时的增益，必须等ｄｔ ｌ于振荡器输出斜坡电压的斜率。‰５谶邓００×０．２５），（１．２８３ｘ１０００００刖７ｖ’４ｌ 山东大学硕士学位论文 误差放大器的增益可以由下式给出：ｏｃ＾２ｖｌ／ｖ瞄。５．２／０．７７《．７５其中，ｖｔ是振荡器斜坡的峰．峰值幅度。ｂ．反馈电阻器ｒｃｚ ｒｃｚ根据ｒｃｚ＝ｆｉｃａ×ｒｃｉ计算得９．４５ｋｑ，其中ｐｃ，为１．４ｋｑ。ｃ．确定电流环穿越频率尼ｒｆｃ｜滁邓００×０．２５ｘ９．４５１０００ｐｆ。ｋ）／（５．２ｘ２ｎ×０．００１２ｘ１．４吨９ｋｈｚｄ．选择ｃｃｚ选择４５度相位范围，在环路穿越频率设零点，则有ｃｃｚ。ｊｊ；ｊｊ三ｌ瓦２１７（２ⅱ×１５９ｋ×９４５ｋ’２１０６０取ｃｃｚ ｅ．选择ｃｃｐｐｆ电压误差放大器的极点频率必须在舻以上，这样ｃｃ严丽万ｉ ｉ。１／（２ⅱ×１０啦煳５炉１６８ｐｆ取ｃｃｒ＝１００ ｐｆ。９１电压误差放大器得补偿 ａ．输出纹波电压 由于输出端采用了脉动补偿方式，根据第三章的分析，取ｖｏ。＝１ ｂ．电压误差放大器在二次纹波的增益 ｖ。。必须减少到电压误差放大器输出所允许的纹波电压。这就需要设置电压 误差放大器在二次谐波频率上增益值，并由如下公
