怎么样把12v交流电压变成12v直流电压？谢谢
怎么样把12v交流电压变成12v直流电压？谢谢
09-08-30 &匿名提问
最简单就是串接一个二极管，不过这似乎不太实用。实用的是用一个桥堆加一个电解电容吧。这是参考图如果你说具体的用途，我可以更具体的告诉你。因为涉及到元件参数及负荷问题。还有，严格说，12V交流经过整流滤波，直流会大于12V。想得到精确的12直流得加稳压电路。
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不知道你想要什么样的电压,不分正负的直流电压是很方便的,只要在用电器上装一个全桥就可以了,无论你怎么接都可以,但用电器的内部还是一个有正负极的直流电 要是要12V的交流电就很麻烦了,首先要用逆变器(电脑上用的UPS也可以的),再用个220/12的变压器全桥也叫桥堆,由四个两极管组成的全波桥式整流器
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谢谢二位好友的回答。我有一个热水器的电源坏了，需要同时36V交流和12V直流供电。买了一个多输出变压器，可以使用交流6.3V,12V,24V,36V,所以我需要将12V交流变为12V直流。
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整流(4只二极管)后电容滤波（47uF电解电容），买或找一个LM7812三端稳压管接入即可，花钱不多效果绝对良好。
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+ -500kV直流输电与500kV交流输电是两个传输系统。应用直流输电目前主要用于：①远距离大功率输电；②联系不同频率或相同频率而非同步运行的交流系统；③作网络互联和区域系统之间的联络线（便于控制、又不增大短路容量）；④以海底电缆作跨越海峡送电或用地下电缆向用电密度高的大城市供电；⑤在电力系统中采用交、直流输电线的并列运行，利用直流输电线的快速调节，控制、改善电力系统的运行性能。  直流输电是以直流电的方式实现电能的传输。电力系统中的发电和用电绝大部分均为交流电，要采用直流电必须进行交、直流电的相互转换，即在送端需将交流电转换成直流电（称为整流），而在受端又必须将直流电转换为交流电（称为逆变），然后才能送到受端交流系统中去。送端进行整流的场所称为整流站，受端进行逆变的场所称为逆变站，整流站和逆变站可统称为换流站。实现整流和逆变变换的装置分别称为整流器和逆变器，它们统称为换流器。    直流输电的系统结构可分为两端直流输电系统和多端直流输电系统两大类。两端直流输电系统只有一个整流站和一个逆变站，它与交流系统只有2个连接端口，是结构最简单的直流输电系统。多端直流输电系统具有3个或3个以上的换流站，它与交流系统有3个或3个以上的连接端口。目前世界上运行的直流输电工程大多为两端直流系统，只有少数工程为多端系统。    直流输电的主要特点与其两端需要换流及输送的是直流电这2个基本点有关。基于晶闸管换流的情况，直流输电有以下主要特点：（1）直流输电架空线只需正负两极导线，杆塔结构简单，线路走廊窄，造价低，损耗小。直流线路的输送能力强，一回±500kV的直流线路可输送MW，±800kV则可输送MW；直流线路无电容电流，沿线的电压分布均匀，不需装设并联电抗器。（2）直流电缆线路耐受电压高、输送容量大、输电密度高、损耗小、寿命长，且输送距离不受电容电流的限制。（3）直流输电两端的交流系统无需同步运行，其输送容量由换流阀电流允许值决定，输送容量和距离不受两端的交流系统同步运行的限制，有利于远距离大容量输电。（4）直流输电输送的有功和换流器吸收的无功均可方便快速地控制，利用这种快速控制可改善交流系统的运行性能。（5）直流输电可方便地进行分期建设和增容扩建，有利于发挥投资效益。（6）直流输电换流站比交流变电站的设备多、结构复杂、造价高、损耗大、运行费用高、可靠性也相应降低。换流站造价比同等规模交流变电站要高出数倍。    从年，世界上共有63项直流输电工程投入运行，其中架空线路17项，电缆线路8项，架空和电缆混合线路12项，背靠背直流工程26项。其中单项架空线路的最高电压和最大输送容量为±600kV、3150MW（巴西伊泰普直流工程）；单项电缆线路的最高电压为450 kV（单极）（波罗的海海底电缆工程），最大输送容量为1400MW（日本纪伊直流工程）。从年，我国已有7项直流输电工程投入运行，包括1989年投产的±500kV葛洲坝—南桥直流工程、2000年投产的±500kV天生桥—广州直流工程、2002年投产的±500kV三峡—常州直流工程、2004年投产的±500kV三峡—广东直流工程、2004年投产的±500kV贵州—广东直流工程等。
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用整流堆呀！
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高频电路实验指导书
前言 ........................................................................................................................... 错误！未定义书签。 实验一 高频小信号调谐放大器实验 ....................................................................................................... 2 实验二 高频丙类功率放大器 ............................................................................................................... 13 实验三 LC 正弦波振荡器 ...................................................................................................................... 22 实验四 石英晶体振荡器 ....................................................................................................................... 36 实验五 模拟乘法器应用 ......................................................................................................................... 39 实验六 变容二极管调频振荡器及相位鉴频 ....................................................................................... 49 实验七 集成电路(压控振荡器)构成的频率调制器 ........................................................................... 63 实验八 集成电路(锁相环)构成的频率解调器 ................................................................................... 66 实验九 上变频混频器实验 ................................................................................................................... 69 实验十 下变频混频器实验 ................................................................................................................... 73 实验十一 中频 AGC 放大器实验 ........................................................................................................ 76 实验十二 调幅/调频发射机与接收机系统综合实验 ......................................................................... 80 实验十三 晶体振荡―混频器设计性实验 ....................................................................................... 86附录 1：实验要求及注意事项 ........................................................................................................................ 89实验一 高频小信号调谐放大器实验一． 1．实验目的及预习要求 了解频谱仪的使用方法。2．了解和掌握典型高频谐振放大器的构成。 3．了解和掌握谐振放大器幅频特性曲线（谐振曲线）的绘制及通频带BW的测量。 4．研究谐振回路的并联电阻R对通频带及选择性的影响。 5. 了解和掌握利用频谱仪观察谐振放大器的谐振曲线及测量通频带BW。 6．掌握放大器的动态范围及其测试方法。 二、实验预习要求 1.复习谐振回路的工作原理 2.掌握高频小信号调谐放大器静态工作点的选择原则 3.了解谐振放大器的电压放大倍数、动态范围、通频带及选择性相互之间关系。 4.通过仿真实验了解参数变化对放大器性能的影响（通频带，增益， ） 仿真要求： 1、Multisim10 中按图 1-1 构建电路 2、改变射极电阻，测试放大器增益 3、改变集电极电阻，测试放大器增益和通频带 4、改变谐振回路电容或电感大小，测量通频带及谐振放大倍数 三、实验内容 1、 测量及调整单调谐、双调谐小信号放大器的静态工作点 2、 测量单调谐、双调谐小信号放大器的增益 3、 测量单调谐、双调谐小信号放大器的通频带 4、 测量单调谐、双调谐小信号放大器的选择性 5、测量单调谐、双调谐小信号放大器动态特性 四、实验原理 高频小信号放大器的作用就是放大无线电设备中的高频小信号， 以便作进一步变换 或处理。所谓“小信号” ，主要是强调放大器应工作在线性范围。高频小信号放大器的基 本构成相同，都包括有源器件（晶体管、集成放大器等）和负载电路，但有源器件的性能 及负载电路的形式有很大差异。 高频小信号放大器的基本类型是以各种选频网络作负载的频带放大器，在某些场合，也采用无选频作用的负载电路，构成宽带放大器。 单调谐实验单元电路如图 1-1 所示。该电路由晶体管 V7001、选频回路二部分组成。 它不仅对高频小信号进行放大，而且还有一定的选频作用。本实验中输入信号的频率 fS ＝10.7MHz。基极偏置电阻 R7001、R7002 和射极电阻 Re 决定晶体管的静态工作点。实验中 通过改变射极电阻改变射极静态电流。+12 V CT 2 00 2 C7 00 5 J7 00 1 M 70 02GNDR7 00 1L 7 00 2C7 00 21 0KRc P70 01 C7 00 1 V7 00 1 J7 00 34 70C7 00 4P70 022KJ7 00 2R7 00 2C7 00 3ReGND图：1-1 单调谐小信号放大电路 表征高频小信号调谐放大器的主要性能指标有谐振频率 f0，谐振电压放大倍数 Av0， 放大器的通频带 BW 及选择性（通常用矩形系数 Kr0.1 来表示）等。 放大器在高频情况下的等效电路如图 1-2 所示，晶体管的 4 个 y 参数 y ie ， y oe ， y fe 及y re 分别为输入导纳y ie ?y oe ?1 ? rb 'b ?g b 'e ? jwc b 'e ?1 ? rb 'b ?g b 'e ? jwc b 'e ? g m rb 'b jwc b 'e ? jwc b 'eg b 'e ? jwc b 'e2K 5 101KRL（1-1）输出导纳（1-2）正向传输导纳y fe ?1 ? rb ' b g b ' e ? jwc b ' e?gm?（1-3）反向传输导纳y re ?? jwc b ' e 1 ? rb ' b g b ' e ? jwc b ' e??（1-4）图 1-2 放大器的高频等效回路式中， g m ――晶体管的跨导，与发射极电流的关系为gm ??I E ?mA26S（1-5）g b / e ――发射结电导，与晶体管的电流放大系数 β 及 IE 有关，其关系为g b 'e ? 1 ? rb 'e?I E ?mA26 ?S（1-6）rb / b ――基极体电阻，一般为几十欧姆；C b / c ――集电极电容，一般为几皮法；C b / e ――发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。由此可见， 晶体管在高频情况下的分布参数除了与静态工作电流 I E ， 电流放大系数 ? 有关外，还与工作频率 ? 有关。晶体管手册中给出的分布参数一般是在测试条件一定的情 况下测得的。如在 f o ? 30MHz， I E =2mA， U CE =8V 条件下测得 3DG6C 的 y 参数为：g ie ? 1 rie ? 2 mSC ie ? 12 pFy fe ? 40 mSg oe ?1 roe? 250 mSC oe ? 4 pFy re ? 350 uS如果工作条件发生变化，上述参数则有所变动。因此，高频电路的设计计算一般采用 工程估算的方法。图 1-2 中所示的等效电路中， p1 为晶体管的集电极接入系数，即P1 ? N 1 / N 2（1-7）式中， N 2 为电感 L 线圈的总匝数。p 2 为输出变压器 T 的副边与原边的匝数比，即P2 ? N 3 / N 2（1-8）式中， N 3 为副边（次级）的总匝数。g L 为调谐放大器输出负载的电导， g L ? 1 R L 。通常小信号调谐放大器的下一级仍为晶体管调谐放大器，则 g L 将是下一级晶体管的输入导纳 g ie 2 。 由图 1-2 可见，并联谐振回路的总电导 g ? 的表达式为2 2 g ? ? p12 g oe ? p 2 g ie ? jwc ?1 ?G jwL? p g oe ? p g L2 1 2 21 ? jwc ? ?G jwL（1-9）式中，G 为 LC 回路本身的损耗电导。谐振时 L 和 C 的并联回路呈纯阻，其阻值等于 1/G，并联谐振电抗为无限大，则 jwC 与 1/（jwL）的影响可以忽略。1、放大器各项性能指标及测量方法如下： ①谐振频率 放大器的调谐回路谐振时所对应的频率 f0 称为放大器的谐振频率，对于图 1-1 所示电 路（也是以下各项指标所对应电路） 0 的表达式为 ，ff0 ? 1 2? LC ?（1-10）式中，L 为调谐回路电感线圈的电感量；C ? 为调谐回路的总电容， C ? 的表达式为C ? ? C ? P12 C oe ? P22 C ie（1-11）式中， Coe 为晶体管的输出电容；Cie 为晶体管的输入电容；P1 为初级线圈抽头系数； P2 为次级线圈抽头系数。 谐振频率 f0 的测量方法是： 用扫频仪作为测量仪器，测出电路的幅频特性曲线，调变压器 T 的磁芯，使电压谐振 曲线的峰值出现在规定的谐振频率点 f0。②电压放大倍数 放大器的谐振回路谐振时， 所对应的电压放大倍数 AV0 称为调谐放大器的电压放大倍 数。AV0 的表达式为AV 0 ? ? v0 vi ? ? p1 p 2 y fe g? ? ? p1 p 2 y fe2 p g oe ? p 2 g ie ? G 2 1式中， g ? 为谐振回路谐振时的总电导。要注意的是 yfe 本身也是一个复数，所以谐振 时输出电压 V0 与输入电压 Vi 相位差不是 180?而是为 180? fe。 +Φ AV0 的测量方法是：在谐振回路已处于谐振状态时，用高频电压表测量图 1-1 中输出 信号 V0 及输入信号 Vi 的大小，则电压放大倍数 AV0 由下式计算： AV0 = V0 / Vi 或 ③通频带 由于谐振回路的选频作用， 当工作频率偏离谐振频率时， 放大器的电压放大倍数下降， 习惯上称电压放大倍数 AV 下降到谐振电压放大倍数 AV0 的 0.707 倍时所对应的频率偏移 称为放大器的通频带 BW，其表达式为 BW = 2△f0.7 = f0/QL 式中，QL 为谐振回路的有载品质因数。 分析表明，放大器的谐振电压放大倍数 AV0 与通频带 BW 的关系为AV 0 ? BW ? y fe 2? C ?AV0 = 20 lg (V0 /Vi) dB上式说明，当晶体管选定即 yfe 确定，且回路总电容 C ? 为定值时，谐振电压放大倍数 AV0 与通频带 BW 的乘积为一常数。这与低频放大器中的增益带宽积为一常数的概念是相 同的。 通频带 BW 的测量方法：是通过测量放大器的谐振曲线来求通频带。测量方法可以是 扫频法，也可以是逐点法。逐点法的测量步骤是：先调谐放大器的谐振回路使其谐振，记 下此时的谐振频率 f0 及电压放大倍数 AV0 然后改变高频信号发生器的频率 （保持其输出电 压 VS 不变） ，并测出对应的电压放大倍数 AV0。由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以 放大器的谐振曲线如图 1-3 所示。 可得：BW ? f H ? f L ? 2 ?f 0.7Av AV 00.7 BW 0.1fLf0fH2△f0.1图 1-3 谐振曲线通频带越宽放大器的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频宽，同时又能提高 放大器的电压增益， 除了选用 yfe 较大的晶体管外， 还应尽量减小调谐回路的总电容量 CΣ。 如果放大器只用来放大来自接收天线的某一固定频率的微弱信号，则可减小通频带，尽量 提高放大器的增益。 ④选择性――矩形系数 调谐放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数 Kv0.1 时来表示， 如图 1-2 所示的谐振曲 线，矩形系数 Kv0.1 为电压放大倍数下降到 0.1 AV0 时对应的频率偏移与电压放大倍数下降 到 0.707 AV0 时对应的频率偏移之比，即 Kv0.1 = 2△f0.1/ 2△f0.7 = 2△f0.1/BW 上式表明，矩形系数 Kv0.1 越小，谐振曲线的形状越接近矩形，选择性越好，反之亦 然。一般单级调谐放大器的选择性较差（矩形系数 Kv0.1 远大于 1） ，为提高放大器的选择 性，通常采用多级单调谐回路的谐振放大器。可以通过测量调谐放大器的谐振曲线来求矩 形系数 Kv0.1。 2、电路参数设计 ①三极管选择原则 首先保证三极管截止频率 fT 比工作频率 f o 大（5―10）倍；其次由于是小信号放大器需 要较好的噪声系数 （NF） 最后为了得到较高的增益又能保证足够的带宽， ， 需要选择 y fe 较 大的晶体管及尽量减小谐振回路的总电容，但从保证谐振曲线稳定性的观点来看，希望谐 振回路总电容较大为宜，因此在设计中应选择合适的值。在满足上面两个条件情况下选择易于购买及便宜的型号。 ②静态工作点设置 由于放大器是工作在小信号放大状态，放大器工作电流 ICQ 一般选取 0.8―2mA 为宜， 发射极电压为 1~2V 较合适。 ③计算谐振回路参数 由式（1-6）得g b 'e ??I E ?mA26 ?S由式（1-5）得gm ??I E ?mA26S由式（1-1）～（1-4）得 4 个 y 参数 计算回路总电容 C ? ，由（1-10）得C? ? 1?2?f 0 ?2 L(需要电感大小)由（1-11） C? ? C ? P12Coe ? P22Cie 得C ? C ? ? P12 C oe ? P22 C ie根据算出结果选取相近的标称值 ④确定耦合电容及高频滤波电容 高频电路中的耦合电容及电源滤波电容一般选取体积较小的瓷片电容， 现取耦合电容C =0.01μ F，旁路电容 C =0.1μ F，电源滤波电容 C=0.1μ F。五、实验仪器 1.双踪示波器 2.扫频仪 3.频谱仪 4.高频信号发生器 5.高频毫伏表 6.万用表 7.TPE-TXDZ 实验箱（实验区域：I 区 单回路调谐放大器、双回路调谐放大器） 六、实验步骤及测试方法 （一）单调谐小信号放大器单元电路实验 1、根据电路原理图熟悉实验板电路，并在电路板上找出与原理图相对应的的各测试 点及可调器件。 2、打开小信号调谐放大器的电源开关，并观察工作指示灯是否点亮，红灯为+12V 电 源指示灯。(以后实验步骤中不再强调打开实验模块电源开关步骤) 3、调整晶体管的静态工作点： 在不加输入信号时用万用表（直流电压测量档）测量 VBQ， VEQ，使 VEQ＝2V 左右，记录此时的 VBQ，并计算出此时的 IEQ＝VEQ /R5（R5=1kΩ ） ，填入下表： 表 1.1 根据 VCE 判断 实 测 实测计算 V 是否工作在放大 区 VB VE IC VCE 是 否 原因放大区应满足的条件：VBEQ 即 VBQ-VEQ≈0.6V~0.7V，VCEQ 即 VCQ-VEQ 应大于 1V 且小于电源电压 4、搭建好测试电路。 5、通过调整中周使调谐放大器的谐振回路谐振在输入信号的频率点（10.7Mhz）上。 调节方法：将示波器探头连接在调谐放大器的输出端上，调节示波器直到能观察到输出信 号的波形，再调节中周磁芯使示波器上的信号幅度最大，此时放大器即被调谐到输入信号 的频率点上。 6、测量电压增益 Av0 在调谐放大器对输入信号已经谐振的情况下， 用示波器探头在输入端和输出端分别观 测输入和输出信号的幅度大小，则 Av0 即为输出信号与输入信号幅度之比。 7、测量放大器的频率特性 对放大器频率特性的测量有下面二种方式， 其一是用频率特性测试仪（即扫频仪）直接测量；其二则是用点频法来测量。本次实 验中采用点频法来测试放大器的频率特性 点频法测量：即用高频信号源作扫频源，然后用示波器来测量各个频率信号的输出幅 度，最终描绘出通频带特性，具体方法如下： 通过调节放大器输入信号的频率，使信号频率在谐振频率附近变化，并用示波器观测 各频率点的输出信号的幅度，填入下表。表 1.2 f(MHz) R=10K VO10.7Ω R=2KΩ R=470Ω计算 fo=10.7MHz 时的电压放大倍数及回路的通频带和 Q 值。 改变谐振回路电阻，即 R 分别为 2KΩ 、470Ω 时，重复上述测试，并填入表 1.2。比 较通频带变化情况，并分析原因。 8、测放大器的动态范围（在谐振点） （1）选 R=10K。Re=1K。把高频信号发生器接到电路输入端，电路输出接示波器， 选择正常放大区的输入电压 Vi，调节频率 f 使其为 10.7MHz,调节中周使回路谐振，使输 出电压幅度为最大，此时调节 VI 由 0.02 变到 0.8 伏，逐点记录 V0 电压，并填入表 1.2。 Vi 的各点测量值可根据（各自）实测情况来确定。 表 1.3 .Vi(V) Re=1K Re=500 V0(V) Ω Re=2K （2） 当 Re 分别为 500Ω 、2K 时，重复上述过程，将结果填入表 1.2。在同一坐标纸 上作图。并进行比较和分析。 （二）双调谐小信号放大器单元电路实验（选作） 1、 实验线路见图 1-4 -30dbm -5dbmL20 0 5+12VC2 02 0 L20 0 2 C2 01 2 CT20 0 3 C2 01 7 CT20 0 4 L20 0 3 C2 02 2GND R2 01 1 3 P* 9 P* P20 0 3 C2 00 5 & V2 00 2 1 2P* C2 01 9GND TP2 0 0 3 P20 0 4CcR2 01 2 R2 01 3 C2 01 1J 20 0 41 2J 20 0 6R2 01 5 P20 0 5GND图 1-4双调谐回路谐振放大器原理图2、用扫频仪调整双回路谐振曲线，观察双回路谐振曲线，选 Cc=3pf，反复调整 CT2003、 CT2004 使两回路谐振在 10.7MHz。 3、 测双回路放大器的频率特性按图 1-5 所示连接电路,将高频信号发生器输出端接至电路 输入端，选 Cc=3pf，置高频信号发生器频率为 10.7MHz，反复调整 CT2003 、CT2004 使两 回路谐振，使输出电压幅度为最大，此时的频率为中心频率，然后保持高频信号发生器输 出电压不变，改变频率，由中心频率向两边逐点偏离，测得对应的输出频率 f 和电压值, 并填入表 1.4。 表 1.4 f(MHz) C= 3pf V0 C= 9pf 10. 7C=12pf 4、改变耦合电容 Cc 为 9Pf、12Pf，重复上述测试，并填入表 1.4。 七、实验报告要求 (1)画出电路的直流和交流等效电路，计算直流工作点，与实验实测结果比较。 (2) 整理实验数据，分析说明回路并联电阻 R 对 Q 值的影响。 (3) 整理实验数据； ，画出回路并联电阻 R 为不同值时的幅频特性曲线,整理并分析原因。 （4） 放大器的动态范围是多少 （放大倍数下降 1dB 的折弯点 V0 定义为放大器动态范围） ， 讨论 Ie 对动态范围的影响。 （5）双调谐回路耦合电容 C 对幅频特性，通频带的影响。从实验结果分析单调谐回路和双调谐回路的优缺点。 （6）记录实验中的故障现象。实验二高频丙类功率放大器一. 实验目的 1． 通过实验，加深对于高频谐振功率放大器工作原理的理解。 2． 研究丙类高频谐振功率放大器的负载特性，观察三种状态的脉冲电流波形。 3． 了解基极偏置电压、集电极电压、激励电压的变化对于工作状态的影响。 4． 掌握丙类高频谐振功率放大器的计算与设计方法。 二. 预习要求： 1． 复习高频谐振功率放大器的工作原理及特点。 2． 熟悉并分析图 5 所示的实验电路，了解电路特点。 仿真要求： 5、Multisim10 中构建电路（仿真参考电路图见高电实验预习指南） 6、改变输入信号大小，观测集电极电流波形变化情况 7、改变负载大小，观测输出和测试集电极电流 8、试调整输出匹配电路，观测输出变换 9、试改变驱动级电路，完成仿真分析 三、实验内容 1、观察高频功率放大器丙类工作状态的现象，并分析其特点 2、测试丙类功放的调谐特性 3、测试丙类功放的负载特性 4、 观察激励信号变化、负载变化对工作状态的影响 四．实验原理 1.高频谐振功率放大器的工作原理 谐振功率放大器是以选频网络为负载的功率放大器，它是在无线电发送中最为重 要、最为难调的单元电路之一。根据放大器电流导通角的范围可分为甲类、乙类、丙 类等类型。 丙类功率放大器导通角θ ＜900， 集电极效率可达 80%， 一般用作末级放大， 以获得较大的功率和较高的效率。图 2-1 丙类放大器原理图图 2-2 ic 与 ub 关系图图 2-1 中，Vbb 为基极偏压，Vcc 为集电极直流电源电压。为了得到丙类工作状态， Vbb 应为负值，即基极处于反向偏置。ub 为基极激励电压。图 2-2 示出了晶体管的转移 特性曲线，以便用折线法分析集电极电流与基极激励电压的关系。Vbz 是晶体管发射结 的起始电压（或称转折电压） 。由图可知，只有在 ub 的正半周，并且大于 Vbb 和 Vbz 绝 对值之和时，才有集电极电流流通。即在一个周期内，集电极电流 ic 只在-θ ～+θ 时 间内导通。由图可见，集电极电流是尖顶余弦脉冲，对其进行傅里叶级数分解可得到 它的直流、基波和其它各次谐波分量的值，即： ic=IC0+ IC1mCOSω t + IC2MCOS2ω t + ? + ICnMCOSnω t + ? 通过滤波，选出所需要的基波分量。 求解方法在此不再叙述。 为了获取较大功率和有较高效率， 一般取θ =700～800 左右。2.基本关系式 丙类功率放大器的基极偏置电压 VBE 是利用发射极电流的直流分量 IEO（≈ICO）在射 极电阻上产生的压降来提供的， 故称为自给偏压电路。 当放大器的输入信号 v i' 为正弦波时， 集电极的输出电流 iC 为余弦脉冲波。 利用谐振回路 LC 的选频作用可输出基波谐振电压 vc1, 电流 ic1。图 3 画出了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流、电压波形关系。分析可得 下列基本关系式：V c 1 m ? I c1 m R 0V 式中， c1m 为集电极输出的谐振电压及基波电压的振幅；I c1m 为集电极基波电流振幅；R 0 为集电极回路的谐振阻抗。PC ?1 2Vc1m I c1m ?1 2I2 c1mR0 ?1 Vc1m 2 R02式中，PC 为集电极输出功率PD ? VCC I CO式中，PD 为电源 VCC 供给的直流功率；ICO 为集电极电流脉冲 iC 的直流分量。 放大器的效率 ? 为??1 V c 1 m I c1 m ? ? 2 V CC I CO图 2-3 丙类功放的基极/集电极电流和电压波形 3.负载特性 当放大器的电源电压＋VCC，基极偏压 vb，输入电压(或称激励电压)vsm 确定后，如果 电流导通角选定，则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻 Rq。谐振功 率放大器的交流负载特性如图 2-4 所示。 由图可见， 当交流负载线正好穿过静态特性转移点 A 时， 管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降 VCES，集电极电流脉冲接近最大值 Icm。 此时，集电极输出的功率 PC 和效率 ? 都较高，此时放大器处于临界工作状态。Rq 所 对应的值称为最佳负载电阻，用 R0 表示，即R0 ? (V CC ? V CES ) 2 2 P0当 RqR0 时，放大器处于欠压状态，如 C 点所示，集电极输出电流虽然较大，但集 电极电压较小，因此输出功率和效率都较小。当 RqR0 时，放大器处于过压状态，如 B 点所示，集电极电压虽然比较大，但集电极电流波形有凹陷，因此输出功率较低，但效率 较高。为了兼顾输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。判断 放大器是否为临界工作状态的条件是：VCC ? Vcm ? VCES图 2-4 谐振功放的负载特性COS ? ?Vbz ? Vbb U bm4.高频功率放大器电路分析6 -1 2V可 电 调源A3 00 1P30 0 3C3 02 3 CT30 0 5GNDM3 0 03 C3 01 7 P30 0 4 C3 01 4 L30 0 7 C3 01 8 C3 01 2 L30 0 6 V3 00 3 L30 0 6 'C3 01 3 ' C3 01 3M3 0 052 1 3J 30 0 4 R3 01 4 SW3 00 2 R3 01 5 R3 01 6J 30 0 1 2 1 3 R3 01 81L30 0 9 M3 0 04 L30 0 8C3 02 2J 30 0 2C3 02 1 C3 01 9 C3 02 0P30 0 5 J 30 0 3 2 1 323C3 01 6RL 3 00 2 7 5RL 3 00 3 5 139C3 02 6R3 01 2T30 0 1CT 3 00 3 CT 3 00 44GNDRL 3 00 4RL 3 00 1P30 0 6GND图 2-5高频丙类功放电路原理图图 2-5 给出了高频谐振功率放大器的原理图。本实验电路提供了两种输出方式， 一种是变压器耦合输出方式，另一种为两节 Π 形滤波器网络。两种电路用 J3001 进行 切换。变压器耦合输出方式，更适合于使用者对于高频谐振功率放大器原理的理解， 可以完成负载特性， 集电极调制特性等特性的实验。 Π 形滤波器的输出端， 在 通过 J3002 连接到天线回路，可以构成无线发射机。同时，功放的输出还连接到电缆连接器（Q9 插座） ，之间提供了由 R3014、R3015、R3016 构成的 Π 形衰减器，其衰减值为 60dB， 使用者可根据需要，利用按键开关接通或短接衰减器。这样，就可以以有线传输的方 式进行系统实验。 V3003 是高频功率三极管，构成丙类谐振放大电路。R3012、C3016 等元件构成了自 给负偏置电路。RL3001～RL3003 为负载电阻，在负载电阻和功放电路集电极之间采用变压 器电路，以完成负载和集电极之间阻抗变换。利用滑动开关 J3002 可以方便地把不同 的负载电阻分别接入电路中，以完成负载特性的实验。 功放输出级电路连接了+6～+12V 可调电源，以完成集电极调制特性的实验。LED3 0 0 1 R3 01 7 GND R3 00 8 C3 00 4 C3 01 0 Rp 30 0 1 GND C3 00 5 L30 0 22 C3 02 4SW3 00 1 L30 0 4 +12 V +15 V D3 00 1 R3 02 0 LED3 0 0 2 GND L30 0 5C3 01 5CT30 0 2 C3 01 1 GND C3 00 8 R3 00 7C3 02 5 L30 0 3 GND GND 3 U3 00 1 2 IN Vo utGND R3 02 1 D 3 0 02 C3 02 8L30 1 06-12VC3 03 0 C3 03 1R3 00 5R3 00 3112CT30 0 1C3 01 2 M3 0 02 C3 00 3 M3 0 01 P30 0 2 R3 00 4 C3 00 1 C3 00 2 CT30 0 0 R3 00 1 C3 00 6 P30 0 1 R3 00 2 R3 00 6 R3 00 9 L30 0 1 V3 00 1 C3 00 9 C3 00 7 R3 01 0 V3 00 2去 放入 功 输GNDR3 01 9GND GND GNDC3 02 7Rp 30 0 2GNDGNDGND图 2-6驱动电路与可调电源电路从电路结构上可以看到，驱动级电路可认为由 2 级单调谐小信号放大器构成，其分析及 设计方法与实验一相似。 5.高频功放电路的调谐与调整原则 理论分析表明，当谐振功率放大器集电极回路对于信号频率处于谐振状态时（此 时集电极负载为纯电阻状态） ，集电极直流电流 IC0 为最小，回路电压 UL 最大，且同时 发生。然而，由于晶体管在高频工作状态时，内部电容 Cbc 的反馈作用明显，上述 IC0 最小、回路电压 UL 最大的现象不会同时发生。因此，本实验电路，不单纯采用监视 IC0 的方法，而采用同时监视脉冲电流 iC 的方法调谐电路。由理论分析可知，当谐振放 大器工作在欠压状态时，iC 是尖顶脉冲，工作在过压状态时，iC 是凹顶脉冲，而当处 于临界状态下工作时，iC 是一平顶或微凹陷的脉冲。这也正是高频谐振功率放大器的 设计原则，即在最佳负载条件下，使功率放大器工作于临界状态或微过压状态，以获 取最大的输出功率和较大工作效率。 五、实验仪器 1.双踪示波器 2.扫频仪 3.频谱仪 4.高频信号发生器 5.高频毫伏表 6.万用表 7.TPE-TXDZ 实验箱（实验区域：C 区 高频丙类功率放大器） 六．实验步骤及测试方法 1、测试高频谐振功率放大器的激励特性： 1、参见图 2-5，图 2-6，按下功放电路的电源开关，测量电源电压为 12V。测试各级 晶体管的工作点是否正常，注意：当没有信号输入时，功放管的基极电压是 0V。 2、连接电路，将滑动开关 J3001 的滑块拨向下端，使 J3001 的 1-3 端相连，这样就 使得功放的输出连接成变压器耦合输出方式。将滑动开关 J3002 的滑块拨向中间C3 02 91位置，使负载电阻 RL3002(51Ω )接入电路。 3、将信号源的输出频率调整为 40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为 200mV，通过连接 电缆，将信号输出到 P)端（高频功放驱动级输入端） 。 4、改变输入信号幅度，使 Ubm 由 1Vpp 开始，以 1V 为阶步进，观测 50 欧姆负载处输出 信号， 将示波器探头（10：1）连接到 M3004（丙类功放输出端）观测输出波形(Uo)， （若用频谱仪测量，必须断开负载电阻（51Ω ）。 ） 5、将实测数据填入表 2-1 中，并根据测试数据绘制出 Ubm- Uo 特性曲线。并根据测试 数据结果作出高频功放电路的激励特性结论。实验过程中，必须连接负载，且不 可使功放级集电极电流过大（超过 30mA） ，以免使末级功放管过热损坏。表 2-1 Ubm (VP-P） UO (VP-P） IC (mA) 1激励电压与输出电压实测数据 2 3 4 5 6测试条件：EC=12V，f0=40.7MHz 2、测试高频谐振功率放大器的负载特性： 1、参见图 2-5，2-6，按下功放电路的电源开关，测量电源电压为 12V。测试各级 晶体管的工作点是否正常，注意：当没有信号输入时，功放管的基极电压是 0V。 2、将信号源的输出频率调整为 40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为 200~300mV，连 接电路，使 J3001 的 1-3 端相连，这样就使得功放的输出连接成变压器耦合输 出方式。将滑动开关 J3002 的滑块拨向中间位置， 使负载电阻 51Ω 接入电路。 调整信号源输出幅度，使电路处于最佳状态（即临界或微过压状态） ，记录此时 的输出幅值（用示波器测量） ，集电极电流，并记录。表 2-2 负载与输出电压实测数据 RL Ω ） （ 51 3 、 集电极调制特性的测试： 1、参见图 2-5，2-6，按下功放电路的电源开关，测量电源电压为 12V。测试各级 晶体管的工作点是否正常，注意：当没有信号输入时，功放管的基极电压是 0V。 2、将信号源的输出频率调整为 40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为 200~300mV， 连接电路，将功放管的输出连接变压器耦合输出方式。 使负载电阻 51Ω 接入电 路。 3、调整信号源输出幅值，使功放电路调整至最佳状态，通过频谱仪观察。 4、调整可调电源的电位器，用万用表测试（黑表笔接地，红表笔接载 C3017 的上 端） ，从 6V 变化至 12V，测试输出电压幅值的变化，并记录在表 2-3 中。 实测数据 ICO(A) VL(P-P)(V) VCC(V) PS(mW) 计算结果 PL(mW) η (%)表 2-3 Ucc UO (VP-P） IC (mA) 6集电极调制特性实验记录表 7 8 9 10 11 124、Π 形滤波器网络输出形式电路的实验（选做） ： 1、将滑动开关 J3001 的滑块拨向上端，使 J3001 的 1-2 端相连，这样就使得功放 的输出连接成 Π 形滤波器网络的输出形式。 2、将滑动开关 J3003 的滑块拨向下端，接通负载电阻（51Ω ） 。 3、可调电源调整为 12V 不变，将信号源的输出频率调整为 40.7MHz，输出信号的 峰峰值调整为 200mV，通过连接电缆，将信号输出到 P)端。 4、将示波器探头 2（10：1）连接到 M3004 观测输出波形(Uo)。调整输入信号幅 值，使功放电路的输出电压幅值大约在 10Vpp 左右。 5、将输入信号改为调幅信号， 调制信频率为 5KHz， 调幅度Q30%， 观察输出信号，若有失真，则需减小输入信号幅值。 6、将滑动开关 J3003 的滑块拨向上端，断开负载电阻（51Ω ） ，将 50Ω 同轴电缆 通过连接器连接到 Q9 座上，将电缆的另一端连接到功率计或频谱分析仪上， 观察信号频谱和输出功率。 7、当进行有线传输实验时，应按下 SW3002 以接入 60dB 衰减。 8、对于调频信号的实验，在系统连接时再进行。七．实验报告要求 1．据实验测量结果，计算各种情况下 I0、P0、Pi、η 。 2．说明电源电压、输出电压、输出功率的相互关系。 3.对实验参数和波形进行分析，说明输入激励电压、负载电阻对工作状态的影响 4．总结在功率放大器中对功率放大晶体管有哪些要求 5.若谐振放大器工作在过压状态，为了使其工作在临界状态，可以改变哪些因素？ 6.如何验证本电路工作于丙类？ 7．纪录实验故障现象 附：效率的计算与计算公式说明： 利用下面提供的公式和前述表中的测试结果计算三种负载条件下的效率， 并将 结果填入表中。 电源提供给功放级的总功率：PS=ICO×Vcc 负载上得到的功率： 功率放大级的总效率： PL=VOP-P2／8RL η = PL／PS实验三LC 正弦波振荡器一、实验目的 1.熟悉电容三点式振荡器（考毕兹电路） 、改进型电容三点式振荡器（克拉泼电路及 西勒电路）的电路特点、结构及工作原理。 2.掌握振荡器静态工作点调整方法。 3.掌握晶体管（振荡管）工作状态、反馈大小对振荡幅度与波形的影响。 4.掌握改进型电容三点式正弦波振荡器的工作原理及振荡性能的测量方法。 5.掌握振荡回路 Q 值对频率稳定度的影响。 6.比较不同 LC 振荡器和晶体振荡器频率稳定度，加深振荡器频率稳定度的理解。 二、预习要求 1.复习 LC 振荡器的工作原理。 2.分析图 3-7 电路的工作原理，及各元件的作用，并按小信号调谐放大器模式设置晶 体管静态工作点，计算电流 IC 的 (设晶体管的β 值为 100)。 仿真要求： 1.按图 3-7 构建仿真电路，实现各种结构的振荡器 2.以克拉泼电路振荡器为原型，改变振荡回路参数测量振荡器输出 3.改变反馈系数，观测振荡器输出 4.改变负载电阻，观测振荡器输出 5．试构建西勒电路，完成 2-4 内容。 三、实验内容： 1) 分析电路结构，正确连接电路，使电路分别构成三种不同的振荡电路。 2) 研究反馈大小及工作点对振荡器电路振荡频率、幅度及波形的影响。 3) 研究振荡回路 Q 值变化对频率稳定度的影响 4) 研究克拉泼电路中电容 C1003-1、C 1003-2、C1003-3 对振荡频率及幅度的影响。 5) 研究西勒电路中电容 C1004 对振荡频率及幅度的影响。四、实验原理 1.实验原理： 振荡器是一种在没有外来信号的作用下， 能自动地将直流电源的能量转换为一定波形的交变振荡能量的装置。根据振荡器的特性，可将振荡器分为反馈式振荡器和负阻式振荡 器两大类，LC 振荡器属于反馈式振荡器。工作时它应满足两个条件： i. 相位条件：反馈信号必须与输入信号同相，以保证电路是正反馈电路，即电 路的总相移 Σφ=φk+φF=n×3600。 ii. 振幅条件：反馈信号的振幅应大于或等于输入信号的振幅，即│?F?│≥1，式中 ? 为放大倍数，F? 为反馈系数。当振荡器接通电源后，电路中存在着各种电的扰动（如热噪声、晶体管电流的突变 等） ，它们就是振荡器起振的初始激励。经过电路放大和正反馈的作用，它们的幅度会得 到不断的加强。同时，由于电路中 LC 谐振回路的选频作用，只有等于其谐振频率的电压 分量满足振荡条件，最终形成了单一频率的振荡信号。 正弦波振荡器是指振荡波形接近理想正弦波的振荡器，这是应用非常广泛的一类电 路，产生正弦信号的振荡电路形式很多，但归纳起来，不外是 RC、LC 和晶体振荡器三种 形式。在本实验中，我们研究的主要是 LC 三点式振荡器振荡器。LC 三点式振荡器的基本 电路如图（3-1）所示：根据相位平衡条件，图中构成振荡电路的三个电抗中间，X1、X2 必须为同性质的电抗， X3 必须为异性质的电抗，且它们之间应满足下列关系式：X 3 ? ?? X 1 ? X 2 ?（3-1）这就是 LC 三点式振荡器相位平衡条件的判断准则。 若 X1 和 X2 均为容抗，X3 为感抗，则为电容三点式振荡电路；若 X1 和 X2 均为感抗，X3 为容抗，则为电感三点式振荡器。图 3-1 三点式振荡器的交流等效电路下面以电容三点式振荡器为例分析其原理。 ①电容三点式振荡器 共基电容三点式振荡器的基本电路如图 4-2 所示。图中 C3 为耦合电容。由图可见： 与发射极连接的两个电抗元件为同性质的容抗元件 C1 和 C2；与基极连接的为两个异性质 的电抗元件 C2 和 L，根据前面所述的判别准则，该电路满足相位条件。若要它产生正弦 波，还须满足振幅，起振条件，即：A0 ? F ? 1(3-2)式中 AO 为电路刚起振时，振荡管工作状态为小信号时的电压增益；F 是反馈系数，只 要求出 AO 和 F 值，便可知道电路有关参数与它的关系。为此，我们画出图 4-2 的简化，y 参数等效电路如图 4-3 所示，其中设 yrb≈0 yob≈0，图中 GO 为振荡回路的损耗电导，GL 为负载电导。图 3-2 共基组态的“考华兹”振荡器图 3-3 简化 Y 参数等效电路由图可求出小信号电压增益 AO 和反馈系数 F 分别为? ? y fb V ? A0 ? 0 ? ? Y Vi? F ? ? Vf Z2 ? ? Z 1 ? jx 1 V0式中：Y ? Gp ?Z2 ? 1 g ib ? 1 jx 21 jx 3?1 Z 2 ? jx 11 wC1 x2 ? ? 1 wC 2'x1 ? ?x 3 ? wL经运算整理得G p ? G0 ? G LC 2' ? C i ? C 2? ? ? T0 ? A0 ? F ? ?式中： M ? G p ? g ib ?y fb Yg ib ,?Z2 Z 2 ? jx 1?- y fb M ? jN1 x2 ? 1 x3 ? x1 x 2 x3x1 x2Gp ?x1 x3N ? g ib G p ? x1 ?当忽略 yfb 的相移时，根据自激条件应有 N=0 及? T0 ?y fb M ?N2 2?y fb M?1(3-3)由 N=0，可求出起振时的振荡频率，即g ib G p ? x1 ?则1 x2?1 x3?x1 x 2 x3?0X 1 X 2 X 3 g ib GP ? X 1 ? X 2 ? X 3将 X1X2X3 的表示式代入上式，解出：fg ?1 2?1 LC?g ib G p' C1C 2当晶体管参数的影响可以忽略时，可得到振荡频率近似为fg ?1 2? LC(3-4)式中：C ?' C1C 2C1 ? C 2是振荡回路的总电容。' 由式(3-3)求 M，当 g ib ?? wC 2 时Z2 ?1 g ib ? 1 jx 2?1' g ib ? jwC 2则反馈系数可近似表示为：1 ? Vf Z2 ? F ? ? ? ? Z 1 ? jx 1 V0' jwC 21' jwC 2?1 jwC 1?C1 C1 ? C' 2?C' C2(3-5)则M ? G p ? g ib ?? g ib (1 ? x1 x3x1 x2Gp ?x1 x3g ibx1 x2 )? C1 C1 ? C 2' g ib ? C1 ? C 2' C1) ? G p (1 ?Gp? F ? g ib ?1 G ? p F由式（3-3）可得到满足起振振幅条件的电路参数为：Y fb ? F ? g ib ?1 FGp(3-6)此式给出了满足起振条件所需要的晶体管最小正向传输导纳值。式（3-6）也可以改 写为Y fb F g ib ? G p2F ?1Y fb不等式左端的F g ib ? G p2? A0是共基电压增益， 显然 F 增大时， 固然可以使 T0 增加，但 F 过大时，由于 g ib 的影响将使增益降低，反而使 T0 减小，导致振荡器不易起振，若 F 取得较小，要保证 T0 ＞1，则要求 y fb 很大，可见，反馈系数的取值有一合适的范围，一般 取 F=1/8～1/2。 ②振荡管工作状态对振荡器性能的影响对于一个振荡器，当其负载阻抗及反馈系数 F 已经确定的情况，静态工作点的位置对 振荡器的起振以及稳定平衡状态 （振幅大小， 波形好坏） 有着直接的影响， 如图 3-4 中 （a） 和（b）所示。(a)工作点偏高 图 3-4(b)工作点偏低 振荡管工作态对性能的影响图 3-4（a）工作点偏高，振荡管工作范围易进入饱和区，输出阻抗的降低将会使振 荡波形严重失真，严重时，甚至使振荡器停振。 图 3-4（b）中工作点偏低，避免了晶体管工作范围进入饱和区，对于小功率振荡器， 一般都取在靠近截止区，但是不能取得太低，否则不易起振。 一个实际的振荡电路，在 F 确定之后，其振幅的增加主要是靠提高振荡管的静态电流 值。在实际中，我们将会看到输出幅度随着静态电流值的增加而增大。但是如静态电流取 得太大，不仅会出现图 3-4（a）所示的现象，而且由于晶体管的输入电阻变小同样会使 振荡幅度变小。所以在实用中，静态电流值一般取 ICO = 0.5mA～5mA。 为了使小功率振荡器的效率高，振幅稳定性好，一般都采用自给偏压电路，我们以图 4-2 所示的电容三点式振荡器电路为例，简述自偏压的产生。图中，固定偏压 VB 由 R1 和 R2 所组成的偏置电路来决定，在忽略 IB 对偏置电压影响的情况下，可以认为振荡管的偏 置电压 UBE 是固定电压 VB 和 Re 上的直流电压降共同决定的，即V BE ? V B ? V E ?R2 R1 ? R 2VCC ? I E ? R E由于 Re 上的直流压降是由发射极电流 IE 建立的，而且随 IE 的变化而变化，故称自偏 压。 在振荡器起振之前，直流自偏压取决于静态电流 IEO 和 Re 的乘积，即VBEQ ? VB ? I EQ ? Re一般振荡器工作点都选得很低，故起始自偏压也较小，这时起始偏压 VBEQ 为正偏置， 因而易于起振，如图 3-5（a）所示，图中 Cb 上的电压是在电源接通的瞬间 VB 对电容 Cb 充电在上建立的电压；Rb 是 R1 与 R2 的并联值。 根据自激振荡原理，在起振之初，振幅迅速增大，当反馈电压 Uf 对基极为正半周时， 基极上的瞬时偏压 U BE ? U BEQ ? U f 变得更正， ic 增大，于是电流通过振荡管向 Ce 充电， 如图 3-5（b）所示。电流向 Ce 充电的时间常数τ 充=RD?Ce，(a) 图 3－5 自给偏压形成(b)RD 是振荡管 BE 结导通时的电阻，一般较小（几十到几百欧） ，所以τ 电压接近 Uf 的峰值。充较小，Ce 上的当 Uf 负半周，偏置电压减小，甚至成为截止偏压，这时，Ce 上的电荷将通过 Re 放电， 放电的时间常数为τ放=Re?Ce，显然τ放&&τ充，在 Vf 的一周期内，积累电荷比释放的多，所以随着起振过程的不断增强，即在 Re 上建立起紧跟振幅强度变化的自偏压，经若干周 期后达到动态平衡，在 Ce 上建立了一个稳定的平均电压 IEO?Re，这时振荡管 BE 之间的 电压：VBED ? VB ? I EQ ? Re因为 I EO ? I EQ ，所以有 U BEO ? U BEQ ，可见振荡管 BE 间的偏压减小，振荡管的工作点 向截止方向移动。这种自偏压的建立过程如图 4-6 所示。由图看出，起振之初， （0～t1 之 间） ，振幅较小，振荡管工作在甲类状态，自偏压变化不大，随着正反馈作用，振幅迅速 增大，进入非线性工作状态，自偏压急剧增大，使 U BE 变为截止偏压。振荡管的非线性工 作状态，反过来又限制了振幅的增大。可见，这种自偏压电路起振时，存在着振幅与偏压 之间相互制约、互为因果的关系。在一般情况下，若 ReCe 的数值选得适当，自偏压就能 适时地紧跟振幅的大小而变化。正是由于这两种作用相互依存、又相互制约的结果。如图 4-6 所示，在某一时刻 t 2 达到平衡。这种平衡状态，对于自偏压来说，意味着在反馈电压 的作用下，Ce 在一周期内其充电与放电的电量相等。因此，b、e 两端的偏压 U BE 保持不 变，稳定在 U BEZ 。对于振幅来说，也意味着在此偏压的作用下，振幅平衡条件正好满足输 出振幅为 U FE 的等幅正弦波。图 3-6起振时直流偏压的建立过程③振荡器的频率稳定度 频率稳定度是振荡器的一项十分重要的技术指标， 这表示在一定的时间范围内或一定 的温度、湿度、电源、电压等变化范围内振荡频率的相对变化程度、振荡频率的相对变化 量越小，则表明振荡器的频率稳定度越高。改善振荡频率稳定度，从根本上来说就是力求减小振荡频率受温度、负载、电源等外 界因素影响的程度，振荡回路是决定振荡频率的主要部件。因此改善振荡频率稳定度的最 重要措施是提高振荡回路在外界因素变化时保持频率不变的能力， 这就是所谓的提高振荡 回路的标准性。 提高振荡回路标准性除了采用稳定性好和高 Q 的回路电容和电感外， 还可以采用与正 温度系数电感作相反变化的具有负温度系数的电容，以实现温度补偿作用，或采用部分接 入的方法以减小不稳定的晶体管极间电容和分布电容对振荡频率的影响。 石英晶体具有十分稳定的物理和化学特性，在谐振频率附近，晶体的等效参量 Lq 很 大，Cq 很小，Rq 也不大，因此晶体 Q 值可达百万数量级，所以晶体振荡器的频率稳定度 比 LC 振荡器高很多。 ④电路特点： 图 3-7 为实验电路， V1001 及周边元件构成了电容反馈振荡电路及石英晶体振荡电路。 V1002 构成射极输出器。S1001、S1002、S1003、J1001 分别连接在不同位置时，就可分 别构成考毕兹、克拉泼和西勒三种不同的 LC 振荡器以及石英晶体振荡器。图 3-7：LC 振荡器原理图 ⑤思路提示： 图 3-8 给出了几种振荡电路的交流等效电路图。 图 4-8(a)是考毕兹电路，是电容三点式振荡电路的基本形式， 可以看出晶体管的输出、输 入电容分别与回路电容 C1、C2 相并联（为叙述方便，图中 C1001、C1002 等均以 C1、C2 表示，其余类推） ，当工作环境改变时，就会影响振荡频率及其稳定性。加大 C1、C2 的容值可以减弱由于 Co、Ci 的变化对振荡频率的影响，但在频率较高时，过分增加 C1、 C2，必然减小 L 的值（以维持震荡频率不变） ，从而导致回路 Q 值下降，振荡幅度下降， 甚至停振。(a) 考毕兹电路 图 3-8(b)克拉泼电路(c)西勒电路(d)皮尔斯电路几种振荡电路计入 Co、Ci 时的交流等效电路图 3-8(b)为克拉泼电路， 回路电容 1/CΣ=1/C3+1/(C2+Ci)+1/(C1+Co)， C3&&C1、 3&&C2， 因 C 1/CΣ≈1/C3， 即 CΣ≈C3， 故： f 0 ?1 2? LC ? ? 1 2? LC 3回路电容主要取决于 C3，从而使晶体管极间电容的影响降低。但应注意的是：C3 改变，接入系数改变，等效到输出端的 负载电阻 RL 也将随之改变，放大器的增益也会将发生改变，即 C3↓→RL ↓→增益↓，有可 能因环路增益不足而停振。 图 3-8(c)为西勒电路，同样有 C3&&C1、C3&&C2，故 CΣ≈C3+C4，振荡频率为：f0 ? 1 2? LC ? ? 1 2? L (C 3 ? C 4 )而接入系数为：1 C j? C1 p? ? 3 1 1 1 C1 ? ? j? C1 j? C 2 j? C 3由于 C4 的接入并不影响接入系数，故对增益影响较小，这样不仅使电路的频率稳定性提高了，而且使得频率覆盖范围扩大。 图 3-8(d)所示的是并联晶体振荡器（皮尔斯电路） ，该电路的振荡频率近似为晶体的标 称频率，C5 可以减小晶体管与晶体之间的耦合作用。五、实验仪器 1.双踪示波器 2.扫频仪 3.频谱仪 4.高频信号发生器 5.高频毫伏表 6.万用表 7.TPE-TXDZ 实验箱（I 实验区域： LC 与晶体振荡器） 六、 实验步骤及测试方法：分析电路结构，参考图 3-8 正确连接电路 1.考毕兹电路： ① 利 用 跳 线 端 子 和 拨 码 开 关 将 实 验 电 路 连 接 成 考 毕 兹 电 路 （ 参 考 图 3-8 （a）,C0 p, C1007=10np 其余参数选择如下设置。 S S S1004 开路 开路 按需要接入 C1002（C2）的值 按需要接入 C1003（C3）的值 开路②研究静态工作点对考毕兹电路振荡频率、幅度及波形的影响(测试条件：C1003（C3） =1000p，通过调整 Rp1001 改变三极管静态工作点，调整 Rp1002 是输出为大小合适)。 表 3-1 Veq(v) Cp Vo(Vpp) Cp Cp Cp f0(Mhz) Cp Cp 注意：由于实验中研究各种情况下（不同参数）振荡器，因此可能导致部分情况无振 荡输出。 ③设置合适的静态工作点(射级电压约为 1~2V)， 研究反馈大小对考毕兹电路振荡频率、 幅度、波形及频率稳定度（注意观察频率后几位数的跳动情况）的影响。 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5表 3-2 C f0(Mhz) V0(vpp) 稳定性 （好、 差） 300p p p 1000p2.克拉泼电路 ①利用跳线端子和拨码开关将实验电路连接成克拉泼电路（参考参考图 3-8（b） ） S S S1004 开路 开路 按需要接入 C1002 的值 按需要接入 C1003 的值 开路②研究静态工作点对克拉泼电路振荡频率、 幅度及波形的影响 （测试条件： C1002 （C2） =1000p,通过调整 Rp1001 改变三极管静态工作点，调整 Rp1002 是输出为大小合适))。 表 3-3 Veq(v) Cp Vo(Vpp) C1003=62p Cp Cp Cp f0(Mhz) C1003=62p Cp Cp 注意：由于实验中研究各种情况下（不同参数）振荡器，因此可能导致部分情况无振 荡输出。 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5③设置合适的静态工作点(射级电压约为 1~2V)，研究 C1003 和反馈大小对克拉泼电路 振荡频率、幅度，波形及频率稳定度（注意观察频率后几位数的跳动情况）的影响。 表 3-4 C f0(Mhz) V0(vpp) 稳定性 （好、 差） 3.西勒电路 ①利用跳线端子和拨码开关将实验电路连接成西勒电路（参考图 3-8（c） ） S S S1004 开路 开路 接入 Cpf 接入 C1003=62pf 按需要接入 C1004 的值 62p 300p 100p 0p 100p 00p 100p 1000p②研究静态工作点对西勒电路振荡频率、幅度及波形的影响（测试条件：C1001（C1） =200p， C1002（C2）=1000p，C1003=62pf)。 表 3-5 Veq(v) C1004=20p Vo(Vpp) C1004=62p Cp Cp C1004=20p f0(Mhz) C1004=62p Cp Cp 注意：由于实验中研究各种情况下（不同参数）振荡器，因此可能导致部分情况无振 荡输出。 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5③设置合适的静态工作点(射级电压约为 1~2V)，研究 C1004 和反馈大小对西勒电路振 荡频率、幅度、波形及频率稳定度的影响（测试条件：Cpf，C1003=62pf。 ） 表 3-6 C f0(Mhz) V0(vpp) 稳定性 （好、 差） 20p 300p 510p 0p 200p七、实验报告要求1.画出实验电路的直流与交流等效电路。 2.整理个步骤的实验数据，并与理论值相比较，分析误差可能的原因。 3 分析静态工作点、反馈系数 F 对振荡器起振条件和输出波形振幅的影响，并用所学 理论加以分析。 4.比较上述三种振荡电路的特点，并分析原因。实验四 一、实验目的石英晶体振荡器1. 了解晶体振荡器的工作原理及特点。 2. 掌握晶体振荡器的设计方法及参数计算方法。二、预习要求1. 查阅晶体振荡器的有关资料。阐明为什么用石英晶体作为振荡回路元件就能使振荡器的频率稳定度大大提高。2. 试画出并联谐振型晶体振荡器和串联谐振型晶体振荡器的实际电路，并阐述两者在电路结构及应用方面的区别。 三、实验内容： 1.分析电路结构，正确连接电路，使电路分别串联型和并联型振荡电路。 2.研究反馈大小及工作点对振荡器电路振荡频率、幅度、波形及频率稳定度的影 响。 四、实验原理及电路简介 由于石英晶体具有正、反压电效应，因此可以做成谐振器使用。与一般谐振回路相 比，石英晶体谐振器有以下特点：回路的标准性高，受外界影响小；接入系数p ? Cq C0 ?? 1Q?? Lqrq?? 1 。故而石英晶体谐振器的频率稳定度较高，可达 10-4量级以上。图 4-1 石英晶体振荡器等效电路晶体振荡器可以分为两大类：并联型晶体振荡器和串联型晶体振荡器。在并联型晶 体振荡器中，晶体起等效电感的作用；在串联型晶体振荡器中，晶体起选频短路线的 作用。 1. 并联型晶体振荡器： 图 4-1（a）所示为并联型晶体振荡器（皮尔斯振荡器）的交流等效电路图，当振 荡频率在晶体的串联谐振频率与并联谐振频率之间时晶体呈感性，满足三点式振荡器 的组成原则，故可以振荡。其振荡频率近似为晶体的标称频率，电路中与晶体串联的 小电容可减小晶体管与晶体之间的耦合作用，同时，调整该电容可以微调振荡频率。 2. 串联型晶体振荡器 图 4-1(b)所示为串联型晶体振荡器的交流等效电路图，晶体串联在反馈之路中， 当谐振频率等于晶体的振荡频率时，晶体相当于短路，从而构成反馈式振荡器电路。 3. 实际电路简介： 实际电路图见上节实验指导书中的图 3-7， 利用跳线端子 J1001 可以方便的切换为 皮尔斯电路。 五、实验仪器 1.双踪示波器 2.扫频仪 3.频谱仪 4.高频信号发生器 5.高频毫伏表 6.万用表 7.TPE-TXDZ 实验箱（I 实验区域： LC 与晶体振荡器）六、实验步骤及测试方法 1. 短接跳线端子 S1000，S1001、S1003 和 S1004 开路，S1002 作适当连接。 2. 调整 Rp1001 和 Rp1002，使输出幅度最大且失真最小。 3. 比较 S1002 在三种不同位置时的波形与幅值。 4. 测量频率稳定度： 将 S1002 置于 S1002-2 的位置，使 Cpf)接入电路，电源接通 5 分钟后 在 P1001 处用示波器测试频率，以后每隔 5 分钟测量一次，共测 7 次，记录测试数据。 计算相对频率稳定度：?f 0 f0 ? f0 ? f f0式中 f0 是标准频率（10.7MHz），f 是实际测试频率 将实验结果与 LC 振荡器相比较。（注：相关实验表格构建参考实验三） 七、实验报告要求 1. 整理实验数据。 2. 根据图 4-1 （b） 所示的串联型晶体振荡器交流等效等效电路， 绘出实际完整电路图。实验五 模拟乘法器应用一．实验要求 1．了解全载波调幅原理和抑制载波双边带调幅原理。 2．了解模拟乘法器 MC1496 的工作原理及设计方法。 3．了解和掌握用模拟乘法器 MC1496 构成调幅电路的方法。 4．掌握频谱仪的使用方法频谱仪观察调幅波的谱线结构。 5.掌握用模拟乘法器 MC1496 构成同步检波电路的方法。 二．预习要求： 1.复习幅度调制器有关知识和模拟乘法器 MC1496 的工作原理及特点。 2.认真阅读实验指导书，熟悉并分析图 4 所示的实验电路，了解电路特点，了解实验原理 及内容，分析实验电路中用 1496 乘法器调制的工作原理，并分析计算各引出脚的直流电 压。 3.分析全载波调幅及抑制载波调幅信号特点，并画出其频谱图 仿真要求： 1.Multisim10 中构建电路（仿真参考电路图见高电实验预习指南） 2.观测 AM 信号和 DSB 信号的波形及频谱结构 3.改变调制信号和载波信号的幅度，观测波形及频谱变化 4.改变引脚 5 对地连接电阻，观察输出信号变化，简略说明现象及原因 5.改变负反馈电阻 R23 大小，观测输出信号变化，简略说明现象及原因 三、实验内容 1、 实现全载波调幅，改变载波及调制信号，观测波形及频谱变化并计算调制度。 2、 实现抑止载波的双边带调幅波，改变载波及调制信号，观测波形及频谱变化。 3、 实现同步检波解调 AM 信号及 DSB 信号。 4、 实现二极管包络检波 AM 信号 四、实验原理 幅度调制就是载波的振幅（包络）随调制信号的参数变化而变化。本实验中载波是由 高频信号源产生的 10.7MHz 高频信号，5KHz 的低频信号为调制信号。振幅调制器即为产 生调幅信号的装置。 1、 集成模拟乘法器的内部结构集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线路 中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个 信号相乘或包含相乘的过程。 采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分离器件如二极管 和三极管要简单得多，而且性能优越。所以目前无线通信、广播电视等方面应用较多。集 成模拟乘法器常见产品有 BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596 等。 1)MC1496 的内部结构 在本实验中采用集成模拟乘法器 MC1496 来完成调幅作用。MC1496 是四象限模拟乘 法器，其内部电路图和引脚图如图 10-1 所示。其中 V1、V2 与 V3、V4 组成双差分放大器， 以反极性方式相连接，而且两组差分对的恒流源 V5 与 V6 又组成一对差分电路，因此恒流 源的控制电压可正可负，以此实现了四象限工作。V7、V8 为差分放大器 V5 与 V6 的恒流 源。图 5-1 MC1496 的内部电路及引脚图 2）静态工作点的设定 ①静态偏置电压的设置 静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集-基极间的电 压应大于或等于 2V，小于或等于最大允许工作电压。根据 MC1496 的特性参数，对于图 10-1 所示的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为 0 时）应满足下列关系，即 ν 8=ν10, 6ν 1=ν 4, (ν12)－ν 8ν 6=ν10)≥2V1215V≥ν(ν15V≥ν 15V≥ν8 1(ν10)－ν 1(ν 4)≥2V(ν 4)－ν 5≥2V②静态偏置电流的确定 静态偏置电流主要由恒流源 I0 的值来确定。 当器件为单电源工作时，引脚 14 接地，5 脚通过一电阻 VR 接正电源+VCC 由于 I0 是 I5 的镜像电流，所以改变 VR 可以调节 I0 的大小，即I0 ? I5 ? VCC ? 0.7V V R ? 500当器件为双电源工作时，引脚 14 接负电源-Vee，5 脚通过一电阻 VR 接地，所以改变 VR 可以调节 I0 的大小，即I0 ? I5 ? V ee ? 0.7V V R ? 500根据 MC1496 的性能参数，器件的静态电流应小于 4mA，一般取 I 0 ? I 5 ? 1mA 。在 本实验电路中 VR 用 6.8K 的电阻 R15 代替. 2、mc1496 构成的调幅器C5 00 6 GND -8 V +12 VR5 00 1 R5 00 7 C5 00 7C5 00 1 R5 00 2CC5 00 4R5 01 1 R5 01 2GND128 P50 0 1 GND C5 00 2 Rp 50 0 1 10 Rp 50 0 21 2 3 4 R5 00 8 R5 00 9 5U5 00 1 614V5 00 1C5 00 8MP5 00 1 MP5 00 2 P50 0 2R5 00 3 R5 00 5C5 00 5MP5 00 3 C5 00 9 P50 0 4R5 01 3 R5 01 3 'C5 00 3AR5 00 4 R5 00 6B GNDP50 0 3P50 0 5GND GND GNDGNDGND图 5-2 mc1496 构成的调幅器3、调幅波信号的调解 调幅波的解调即是从调幅信号中取出调制信号的过程，通常称之为检波。调幅波解调 方法有二极管包络检波器，同步检波器。①同步检波器 利用一个和调幅信号的载波同频同相的载波信号与调幅波相乘，再通过低通滤波器除 高频分量而获得调制信号。如图 5-3 所示，采用 1496 集成电路构成解调器，载波信号 VC 经过电容 C5010 加在⑧、⑩脚之间，调幅信号 VAM 经电容 C5011 加在①、④脚之 间，相乘后信号由(12)脚输出，经 C5013、C5014、R5020 组成的低通滤波器，在解调 输出端，提取调制信号。C5 00 6 GND -8 V +12 VR5 00 1 R5 00 7 C5 00 7C5 00 1 R5 00 2CC5 00 4R5 01 1 R5 01 2GND128 P50 0 1 GND C5 00 2 Rp 50 0 1 10 Rp 50 0 21 2 3 4 R5 00 8 R5 00 9 5U5 00 1 614V5 00 1C5 00 8MP5 00 1 MP5 00 2 P50 0 2R5 00 3 R5 00 5C5 00 5MP5 00 3 C5 00 9 P50 0 4R5 01 3 R5 01 3 'C5 00 3AR5 00 4 R5 00 6B GNDP50 0 3P50 0 5GND GND GNDGNDGND图 5-3 MC1496 构成的解调器 ②二极管包络检波器（大信号） 二极管包络检波器适合于解调含有较大载波分量的大信号的检波过程，它具有电路简单， 易于实现，当输入信号较大（大于 0.5 伏）时，利用二极管单向导电特性对振幅调制信号 的解调，称为大信号检波。 大信号检波原理电路如图 5-4-a 所示。检波的物理过程如下：在高频信号电压的正半 周时，二极管正向导通并对电容器 C 充电，由于二极管的正向导通电阻很小，所以充电电 流 iD 很大，使电容器上的电压υ c 很快就接近高频电压的峰值。充电电 －4（a）图中所示。 流的方向如图 5（a） 图 5-4 二极管检波器原理图及波形图这个电压建立后通过信号源电路，又反向地加到二极管 D 的两端。这时二极管导通与否， 由电容器 C 上的电压υ c 和输入信号电压υ i 共同决定。当高频信号的瞬时值小于υ c 时， 二极管处于反向偏置，管子截止，电容器就会通过负载电阻 R 放电。由于放电时间常数 RC 远大于调频电压的周期，故放电很慢。当电容器上的电压下降不多时，调频信号第二 个正半周的电压又超过二极管上的负压， 使二极管又导通。 如图 5-4-b 中的 t1 至 t2 的时间 为二极管导通的时间，在此时间内又对电容器充电，电容器的电压又迅速接近第二个高频 电压的最大值。 在图 5-4-b 中的 t2 至 t3 时间为二极管截止的时间， 在此时间内电容器又通 过负载电阻 R 放电。这样不断地循环反复，就得到图 5-4-b 中电压υ c 的波形。因此只要 充电很快，即充电时间常数 Rd?C 很小（Rd 为二极管导通时的内阻） ；而放电时间常数 足够慢，即放电时间常数 R?C 很大，满足 Rd?C&& RC,就可使输出电压υ c 的幅度接近 于输入电压υ i 的幅度,即传输系数接近 1。另外，由于正向导电时间很短，放电时间常数 又远大于高频电压周期（放电时υ c 的基本不变） ，所以输出电压υ c 的起伏是很小的，可 看成与高频调幅波包络基本一致。而高频调幅波的包络又与原调制信号的形状相同，故输 出电压υ c 就是原来的调制信号，达到了解调的目的。 根据上述工作特点，大信号检波又称峰值包络检波。理想情况下，峰值包络检波 器的输出波形应与调幅波包络线的形状完全相同。但实际上二者之间总会有一些差距，亦 即检波器输波形有某些失真。本实验可以观察到该检波器的两种特有失真：即惰性失真和 负峰切割失真。 惰性失真是由于负载电阻 R 与负载电容 C 选得不合适，使放电时间常数 RC 过大引起的。惰性失真又称对切割失真，如图 5-5 所示。图 5-5 惰性失真示意图如图中 t1-t2 时间内，由于调幅波的包络下降，电容 C 上的电荷不能很快地随调幅波 包络变化，而输入信号电压υ i 总是低于电容 C 上的电压υ c，二极管始终处于截止状态， 输出电压不受输入信号电压控制，而是取决于 RC 的放电，只有当输入信号电压的振幅重 新超过输出电压时，二极管才重新导电。为了避免这种失真，理论分析证明，R?C 的大 小应满足下列条件R?C ? 1 ? Ma 2 m a ? max式中 ma 是调制系数；Ω max 是被检信号的最高调制角频率。 负峰切割失真是由于检波器的直流负载电阻 R 与交流（音频）负载电阻相差太大引起 的一种失真。 检波器总是通过耦合电容 CC 与低频放大器或其他电路相连接。如图 5-6 所示。图中 CC 是耦合电容，容量较大；ri2 是下一级电路的输入电阻（一般较小 1KΩ 左右） 。由图可见： 检波器的直流负载电阻为 R（RL） ；由于 CC 的容量较大，对音频（低频）来说，可以认为是 短路。图 5-6接有交流负载的检波器因此，检波器的交流负载电阻 RΩ 等于 R 与 ri2 的并联值，即R? ? R ? ri 2 R ? ri 2 ?R显然交、直流电阻是不同的，因而有可能产生失真。这种失真通常使检波器音频输出 电压的负峰被切割，因而称为负峰切割失真或底部切割失真，如图 5―7 所示。 VΩmaViVi 图 5-7 负峰切割失真V为了避免这种失真，经理论分析 R 和 R? 应满足下列条件Ma max ? R? R本实验电路如图 5-8 所示，主要由二极管 D5006 及 RC 低通滤波器组成，它利用二 极管的单向导电特性和检波负载 RC 的充放电过程实现检波。 所以 RC 时间常数选择很 重要， RC 时间常数过大, 则会产生对角切割失真。RC 时间常数太小，高频分量会滤 不干净。J5 10 4 M 51 06 P51 03 R5 11 2 D5 10 2 R5 11 3 R5 10 4 M 51 07 C5 12 1M 51 08 P51 052 1 3 2 1 3J5 10 5 R5 11 5 C5 11 8 C5 11 9 Rp 51 02 GND GND GND GNDC5 12 0 Rp 51 03 GND图 5-8二极管包络检波器五、实验仪器 1.双踪示波器 2.扫频仪 3.频谱仪 4.高频信号发生器 5.高频毫伏表 6.万用表 7.TPE-TXDZ 实验箱（E 实验区域：乘法器调幅电路） 六．实验步骤及测试方法 （一）集成电路(乘法器)构成调制器 1. 直流调制特性的测量 1) 载波输入端平衡调节： 在调制信号输入端 P5002 加入峰值为 100mv， 频率为 5KHz 的正弦信号，调节 Rp5001 电位器使输出端信号最小，然后去掉输入信号。 2) 在载波输入端 P5001 加峰值为 30mv，频率为 10.7MHz 的正弦信号，用万用表测 量 A、B 之间的电压 VAB，用示波器观察输出端的波形，以 VAB=0.1V 为步长，记录 RP5002 由一端调至另一端的输出波形及其峰值电压， 注意观察相位变化， 根据公 式 VO=KVABVC(t) 计算出系数 K 值。并填入表 5.1。 表 5.1 VAB VO（P-P） K2. 实现全载波调幅 ①调节 RP5002 使 VAB=0.1V，载波信号仍为 VC(t)=10sin2π ×10.7×106t(mV)，将 低频信号 Vs(t)=VSsin2π ×104t(mV)加至调制器输入端 P5002，画出 VS=30mV 和 100mV 时的调幅波形(标明峰一峰值)并测出其调制度 m。 并测量调幅波形的频谱结 构。②载波信号 VC(t)不变，将调制信号改为 VS(t)=100sin2π ×104t(mV)调节 RP5002 观察输出波形 VAM(t)的变化情况及频谱结构变化，微调输入信号使调制度 m=30%， m=50%， m=100%和 m&100%，测量调幅波波形(标明峰一峰值)和频谱结构。 ③增加载波信号幅度且 m&100%，当出现载波失真时，观测已调波形(标明峰一峰 值)及频谱结构 ④载波信号 VC(t)不变，将调制信号改为方波，幅值为 100mV，观察记录 VAB=0V、 0.1V、0.15V 时的已调波波形(标明峰一峰值)及频谱结构。3. 实现抑制载波调幅 ①在载波信号输入端 P5001 加 VC(t)=30Sin2π ×105t(mV) 信号，调制信号端P5001 不加信号，调 RP5002 使调制端平衡，使输出端信号最小。 ②载波输入端不变，调制信号输入端 P5001 加 VS(t)=100sin2π ×103t(mV) 信号， 观察记录波形(标明峰一峰值)及频谱结构。 ③加大示波器扫描速率，观察记录已调波在零点附近波形，比较它与 m=100%时 AM 信号的区别。 (二)集成电路(乘法器)构成解调器(选作) 实验电路见图 5-3 1.解调全载波信号 按调幅实验中实验内容的条件获得调制度分别为 30%，100%及＞100%的调幅波。将 它们依次加至同步检波器 VAM 的输入端，并在解调器的载波输入端加上与调幅信 号相同的载波信号，分别记录解调输出波形，并与调制信号相比。 2.解调抑制载波的双边带调幅信号 按调幅实验中实验内容获得抑制载波调幅波，并加至图 5-3 的 VAM 输入端，观察记录 解调输出波形，并与调制信号相比较。 (三)二极管包络检波器(1)按调幅实验中实验内容的条件获得 AM 调幅波信号，并加至图 5-8 的输入端，分 别短接 J5104、J5105，观察记录解调输出波形，并与调制信号相比较。 (2) 断开 J5104、J5105，观察记录输出波形。七．实验报告要求 1.整理实验数据，画出直流调制特性曲线。 2.画出调幅实验中 m=30%、m=100%、m＞100%的调幅波形，在图上标明峰一峰值电压。 3.画出当改变 VAB 时能得到几种调幅波形，分析其原因。 4.画出 100%调幅波形及抑制载波双边带调幅波形，比较二者的区别。 5.分析 MC1496 内部三极管工作于小信号放大状态原因；分析静态电流过大或过小时 对由 MC1496 构成调幅电路的影响； 分析负反馈电阻过大或过小时对 MC1496 构成调幅电路 的影响。 6.通过一系列两种检波器实验，将下列内容整理在表内，并说明二种检波结果的异同 原因。 输入的调幅波 二极管包络检波器输 出 同步检波输出 7.画出二极管包络检波器检波输出波形，并进行比较，分析原因。 m＜30% m=100% 抑制载波调幅波实验六变容二极管调频振荡器及相位鉴频一、实验目的1. 了解变容二极管调频器电路原理及相位鉴频电路的基本工作原理 2. 了解调频器调制特性及测量方法，了解鉴频特性曲线(S 曲线)的正确调整方法 3. 观察寄生调幅现象，了解其产生原因及消除方法。4.观测调频波频谱 5、将变容二极管调频器与相位鉴频器两实验进行联合试验，进一步了解调频和解调 全过程及整机调试方法。二、预习要求1. 复习变容二极管的非线性特性，及变容二极管调频振荡器调制特性；认真阅读实验内容，预习有关相位鉴频的工作原理，以及典型电路和实用电路，分析初级回路、 次级回路和耦合回路有关参数对鉴频器工作特性(S 曲线)的影响2. 复习角度调制的原理和变容二极管调频电路有关资料。 3. 分析图 6-7 电路的工作原理，及各元件的作用。三、实验内容 1、静态调制特性测量 2、频偏测量 3、动态特性测试 4、逐点法测试相位鉴频特性 四、实验原理及电路说明： 1．变容二极管调频原理 所谓调频，就是把要传送的信息（例如语言、音乐）作为调制信号去控制载波（高频 振荡信号）的瞬时频率，使其按调制信号的规律变化。 设调制信号： ? ? ?t ? ? V? cos ?t ，载波振荡电压为： a ?t ? ? Ao cos ? ot 根据定义，调频时载波的瞬时频率 ? ?t ? 随 ? ? ?t ? 成线性变化，即? ?t ? ? ? o ? K f V? cos ?t ? ? o ? ?? cos ?t（6-1）则调频波的数字表达式如下：K f V? ? ? a f ?t ? ? Ao cos? ? o t ? sin ? t ? ? ? ? ? ?或a f ?t ? ? Ao cos?? o t ? m f sin ? t ?（6-2）式中： ?? ? K f V? 是调频波瞬时频率的最大偏移，简称频偏，它与调制信号的振幅 成正比。比例常数 Kf 亦称调制灵敏度，代表单位调制电压所产生的频偏。 式中： m f ? K f V? ? ? ?? ? ? ?f F 称为调频指数，是调频瞬时相位的最大偏移，它 的大小反映了调制深度。由上公式可见，调频波是一等幅的疏密波，可以用示波器观察其 波形。 如何产生调频信号？最简便、最常用的方法是利用变容二极管的特性直接产生调频 波，其原理电路如图 6―1 所示。图 6-1 变容二极管调频原理电路变容二极管 C j 通过耦合电容 C1 并接在 LC N 回路的两端，形成振荡回路总电容的一部 分。因而，振荡回路的总电容 C 为：C ? CN ? C j（6-3）振荡频率为：f ? 1 2? LC ? 1 2? L (C N ? C j )（6-4）加在变容二极管上的反向偏压为：VR ? VQ ?直流反偏 ? ? ? ? ?调制电压 ? ? ? O ?高频振荡，可忽略?变容二极管利用 PN 结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容） ，而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称 C j ～ ? R 曲 线，如图 6―2 所示。 由图可见：未加调制电压时，直流反偏 VQ （在教材称 V 0 ）所对应的结电容为 C j? （在 教材中称 C 0 ） 。当反偏增加时， C j 减小；反偏减小时， C j 增大，其变化具有一定的非线 性，当调制电压较小时，近似为工作在 C j ～ ? R 曲线的线性段，C j 将随调制电压线性变化， 当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。图 6-2 用调制信号控制变容二极管结电容我们再回到图 6―1，并设调制电压很小，工作在 C j ～ ? R 曲线的线性段，暂不考虑高 频电压对变容二极管作用。 设? R ? VQ ? VQ cos ? t（6-5）由图 6―2（c）可见：变容二极的电容随υ R 变化。 即：C j ? C jQ ? C m cos ? t（6-6）由公式（3）可得出此时振荡回路的总电容为C ? ? C N ? C j ? C N ? C jQ ? C m cos ?t由此可得出振荡回路总电容的变化量为：?C ? C ? ? ?C N ? C jQ ? ? ?C j ? ?C m cos ?t（6-7）由式可见：它随调制信号的变化规律而变化，式中 C m 的是变容二极管结电容变化的 最大幅值。我们知道：当回路电容有微量变化 ?C 时，振荡频率也会产生 ?f 的变化，其关 系如下：?f f0 ? 1 2 ? ?C C（6-8）式中，是 f 0 未调制时的载波频率； C 0 是调制信号为零时的回路总电容，显然Co ? C N ? C jQ由公式（6-4）可计算出 f 0 （调频中又称为中心频率） 。f0 ? 1 2? L (C N ? C jQ )即：将（6-7）式代入（6-8）式，可得：? f (t ) ? 1 2 ( f 0 / C 0 )C m cos ?t ? ?f cos ?t?f ? 1 2（6-9）频偏： 振荡频率：( f 0 / C 0 )C m（6-10） （6-11）f ?t ? ? f o ? ?f ?t ? ? f o ? ?f cos ?t由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。其频偏 ?f 与回路的中 心频率 f 0 成正比，与结电容变化的最大值 C m 成正比，与回路的总电容 C 0 成反比。 为了减小高频电压对变容二极管的作用，减小中心频率的漂移，常将图 6―1 中的耦 合电容 C1 的容量选得较小（与 C j 同数量级） ，这时变容二极管部分接入振荡回路，即振荡 回路的等效电路如图 6―3 所示。理论分析将证明这时回路的总电容为' C 0 ? C N ? C1 ? C j /(C1 ? C j )(6-12)图 6-3Cj 部分接入回路回路总电容的变化量为：?C ' ? P 2 ?C j(6-13)频偏:?f ' ? P 2 ? 1 2 ( f 0 / C 0 )C m ? P 2 ? f(6-14)式中， P ? C1 ?C1 ? C jQ ? 称为接入系数。 关于直流反偏工作点电压的选取，可由变容二极管的 C j ～ ? R 曲线决定。从曲线中可 见，对不同的 ? R 值，其曲线的斜率（跨导） S C ? ?C j ?? 各不相同。? R 较小时， S C 较大， 产生的频偏也大，但非线性失真严重，同时调制电压不宜过大。反之， ? R 较大时， S C 较 小，达不到所需频偏的要求，所以 VQ 一般先选在 C j ～ ? R 曲线线性较好，且 S C 较大区段的 中间位置，大致为手册上给的反偏数值，例：2CC1C，VQ ? 4V 。本实验将具体测出实验板 上的变容二极管的 C j ～ ? R 曲线，并由同学们自己选定 VQ 值，测量其频偏 ?f 的大小。 （2）变容二极管 C j ～ ? R 曲线的测量，将图 6―1 的振荡回路重画于图 6―4， C jX 代 表不同反偏 ? RX 时的结电容，其对应的振荡频率为 f X 。若去掉变容二极管，回路则由 C N 、L 组成，对应的振荡频率为 f N ，它们分别为fx ? 1 2? L (C N ? C jx )（6-15）图 6-4 测量 Cj~VR 曲线f ?1 2? LC N（6-16） 由式（6-15）（6-16）可得： 、C jx ? f N2 ? f X2 f X2 ? CN ? ( f N2 f X2 ? 1) ? C N(6-17)f N 、 f X 易测量，如何求 C N ？将一已知电容 C K 并接在回路 LC N 两端，如图 6-5 所示。此时，对应的频率为 f K ，有fK ? 1 2? L (C N ? C K )(6-18)由式（6-16）（6-18）可得： 、CN? f K2 f N2 ? f K2 ? CK(6-19)（3）调制灵敏度 单位调制电压所引起的频偏称为调制灵敏度，以 S f 表示，单位为 KHz/V，即S f ? ?f u ?m(6-20)式中，u ?m为调制信号的幅度（峰值） 。?f 为变容管的结电容变化 ? C j 时引起的频率变化量，由于变容管部分接入谐振回路，则 ?Cj 引起回路总电容的变化量 ?C? 为?C? ? P 2?Cj(6-21)频偏较小时， ?f 与 ?C? 的关系可采用下面近似公式，即?f f0 ?? 1 2 ? ?C CQ ??(6-22)将式（6-22）代入（6-20）中得Sf ? f0 2C Q ? ? ?C ?U ?m(6-23)式中， ?C? 为变容二极管结电容的变化引起回路总电容的变化量， C Q ? 为静态时谐振 回路的总电容，即C Q? ? C1 ? CC CQ CC ? CQ(6-24)调制灵敏度 S f 可以由变容二极管 C j ?U 特性曲线上 u ? 处的斜率 K C KC 及式（6-23）计 算，Sf 越大，调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大。2、调频实验电路简介： 图 6-5 是本实验电路主振级交流电路， 图中， V4001、 C4011、 C4008、 C4006、 C4007、 D4001 以及电感 L4002 构成了调频器的主振级， 电路采用了西勒电容三点式振荡形式。 变容二极管的结电容以部分接入的形式纳入在回路中。V4 00 1R4 00 4+12VC4 00 8C4 01 1Rp 40 0 1R4 00 3L40 0 1D4 00 1L40 0 2 C4 00 7 C4 00 6 D4 00 1 GND GND R4 00 5图 6-5主振级交流等效电路图 6-6 变容二极管直流偏置电路回路总电容为： C ? ?1 C7?1 1 C8?1 C11?1 1 C6 ? 1 Cj?C?C6C j C6 ? C jC 为 C4007、C4008、C4011 的串联等效电容（式中缩写为 C7、C8、C11 等） 回路振荡频率： f ?1 2? LC ? ? 2? 1 L (C ? C 6C j C6 ? C j )当回路电容有微量变化是，振荡频率的变化由下式决定：?f f0 ?? 1 ?C ? 2 C?C6C j0 C6 ? C j0C? ? C ?'无调制时C? ? C ?有调制时回路电容为 CΣ ’，C6C j C6 ? C j变容二极管结电容接入系数为： Pc ?C6 C6 ? C j0变容二极管的直流偏置电路，如图 6-6 所示。R4 00 4 Rp 40 02 L 4 00 3 L 4 00 4 C4 01 8 R4 01 7 SW 40 01 +12 VC4 00 1C4 00 2Rp 40 01C4 00 9C4 01 0C4 01 3R4 01 1L 4 00 2C4 01 7R4 00 9R4 01 4GND GNDR4 00 3GNDR4 00 6GNDGNDGNDGNDC4 01 4M 40 03 GND M 40 02P40 01EdV4 00 1 CT 4 00 0J4 00 1Rp 40 03V4 00 2C4 01 6V4 00 3D4 00 2R4 03 0 1 C4 01 9P40 02 1R4 00 1C4 01 1M 40 01C4 00 3L 4 00 1D4 00 1C4 00 6C4 00 7C4 00 8C4 01 2R4 01 2R4 01 9J4 00 2M 40 04 P40 03R4 00 8R4 00 2C4 00 4R4 00 5R4 00 7R4 01 0C4 01 5R4 01 3R4 01 5R4 01 6GND图 6-7变容管调频器实验电路3、电容耦合双调谐相位鉴频器原理： 图 6-8 是本实验电路的原理图。图二是相位鉴频器简化图，图中对相关元件的 编号进行了缩写，如 L8001、CT8001 分别写为 L1、CT1，其余相同，以便于叙述。L40 0 6 J 40 0 3 C4 02 5 L40 0 5 R4 02 2 GND GND J 40 0 4 GND R4 02 4 CT40 0 2 B V4 00 5 2 CT40 0 2 ' R4 02 3 L40 0 7 D4 00 4 C4 02 6 C4 02 3 CT40 0 3 CT40 0 3 ' C4 03 4 R4 02 6 R4 02 8 P40 0 6 C4 03 3 C4 03 0 D4 00 3 R4 02 5 TP4 0 0 5 P40 0 4 R4 02 7 1 1 GND GND D4 00 5 C4 02 8 C4 02 9 C4 03 2 C4 03 1 R4 03 1 SW4 00 2 +12 V1 2 3R4 01 8 TP4 0 0 4C4 02 4 CT40 0 1 CT40 0 1 'C4 02 73C112 R4 02 0BEV4 00 41R4 02 9R4 01 9 C4 02 1R4 02 11ECP40 0 3C4 02 23P40 0 5 J P4 0 05 GND1 2 31 2 3GND图 6-8 电容耦合双调谐相位鉴频器原理图R4 02 0C7+V1R2 4-+ + V2 2 + V2 2 +D3R2 5R2 7C3 3'V1CT1 L5Vd1-+ Uo1 GNDL7CT2UoUo2 + Vd2D4-GNDI-R2 6 R2 8 C3 3''+CT3GND图 6-9相位鉴频器简化原理图①晶体管 V8001、V8002 与 C8005、L8001、CT8001 等元件组成限幅放大器，以提 高相位鉴频器输入电压和抑制寄生调幅对解调输出的影响。 ②参见图 6-9，V1 是限幅放大器的输出电压，极性如图所示。L1、CT1，L3、CT2 通过 CT3 组成电容耦合双调谐电路，L1、CT1 等为初级回路，L3、CT2 等为次级回 路。由于 C7&& CT3，所以 C7 主要起隔直流的作用，它使放大器输出电压 V1 加到 线圈 L3 的中间抽头与地之间和电阻 R8 的两端。V1 通过 CT3 产生流过次级的电流 I，它在 L3 两端感应出电压 V2。于是加到二极管两端的高频电压由两部分组成， 即 R8 上的电压和 L3 感应的一半电压的矢量和，为. .Vd1?V.R 24?V22..Vd2?V.R 24?V22. d1而它们检波输出的电压 VO1 和 VO2 分别与 VV O1 ? ? Vd1、 V d 2 成正比，即.VO 2 ? ? V d 2鉴频器的输出电压为VO= VO1- VO2③由于 CT3 的容量很小，其容抗远大于 L7、CT2 回路的并联谐振电阻，故 I 可看 . V2 . I0 . V1(a) . V 2 2 . V 2 2. V1. 1 V . V 2 2 (c) ω＞ω0. V 2 2. 1 V (d) ω＜ω0. V 2 2 . V 2 2(b) ω=ω06-10作一个不随谐振电路阻抗变化的电流源，即 I ? j?CT 3 V 1 其相位超前于 V 1 相位 900，如图 6-6 所示，而 L7 两端感应的电压 V 2 的相位视 谐振电路的情况有如下几种状态: 当 ω =ω 0 时，回路谐振， V 2 超前 I 0 相位 900； VO1= VO2 VO=0........当 ω &ω 0 时，回路并联阻抗呈容性， V 2 滞后于 I 0 某个角度； VO1&VO2 VO&0..当 ω &ω 0 时，回路并联阻抗呈感性， V 2 超前 I 0 某个角度； VO1&VO2 VO&0上述关系用曲线表示，则成 S 型，S 曲线表示了鉴频特性。 ④相位鉴频器实验电路简介： 本电路中，两个谐振回路的谐振电容和两回路间的耦合电容分别由两组电容构 成，一组设置在电路板的正面，另一组则设置在电路板的背面。正面一组电容 （CT8001、 CT8002 和 CT8003） 提供给实验者调整电路使用， 而背面的一组 （CT8001’、CT8002’和 CT8003’）提供给实验者参考。两组电容的切换由三个拨动开关 J8001、 J8002 和 J8003 作适当连接完成。 五、实验仪器 1.双踪示波器 2.扫频仪 3.频谱仪 4.高频信号发生器 5.高频毫伏表 6.万用表 7.TPE-TXDZ 实验箱（F、G 实验区域和：变容管调频器，相位鉴频器）六、实验步骤及测试方法： 1、调频振荡器实验： 1) 将滑动开关 J4002 拨向上端，将示波器探头接在电路输出端（M4002)以观察波 形，在 M4003 处接示波器。 2) 输入端不接音频信号，J4002 连接上两端，调整电位器 RP4001，使 Ed=4V。调整 调整电位器 RP4003，使输出波形幅值最大。调整电位器 RP4002 使输出幅度大约为 1.5VP-P，频率 f=10.7MHz，若频率偏离较远，可微调中周电感 L4002 或者可变电容 CT4000（此后不要再调整）。 3）静态调制特性测量： 输入端不接音频信号，J4002 连接上两端，重新调节电位器 RP1，使 Ed 在 0.5～ 8.5V 范围内变化，将对应的频率填入表中。 表 6-1 Ed(V) f(MHz) 0.5 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 8.54）调频波频谱结构观测 ① J4002 连接上两端， 调节 RP1 使 Ed=4V， 使振荡频率 f0=10.7MHz 幅度为 UOP-P=1V） （ ； ②输入端输入 f0=2KHz、幅度 Um 从 0.5~2.0V 可调的正弦低频（选择 1~5Khz）调制信 号 Um。 表 6-2 Um 频谱结构 （作图） 0.5 0.8 1.0 1.2 1.5 1.8 2.05）最大频偏的测量 最大频偏是指在一定的调制电压作用下能达到的最大频率偏移值Δ fm，调频广播、移 动式电台的频偏一般在 50KHz~75KHz 的范围内。 ① J4002 连接上两端， 调节 RP1 使 Ed=4V， 使振荡频率 f0=10.7MHz 幅度为 UOP-P=1V） （ ； ②输入端输入 f0=2KHz、幅度 Um 从 0.5~1.5V 可调的正弦低频调制信号 Um； ③输出端接入频谱仪，调节调制信号的幅度即可观测对应的频偏。完成表 6-2 内容的 测试。表 6-2Um（V） Δ f（KHz） 上 下0.50.70.9.1.11.31.56） 动态测试(选作，需利用相位鉴频器作辅助测试)： 提示： 为进行动态测试， 必须首先完成鉴频器的实验内容，并利用其实验结果， 即相应的 S 曲线。 J4002 连接上两端，调 RP1 使 Ed=4V 时，调 RP2 使 f=10.7MHz。连接 J4001，自 IN 端口输入频率 f=2KHz、VP-P=0.5V 的音频信号 Vm，此时使 J4002 连接下两端，输 出端 P4003 接至相位鉴频器的输入端，用示波器观察解调输出正弦波的波形，并记 录输出幅值，将其与测量得出的 S 曲线相比较，计算出的对应的中心频率与上下频 偏。将音频信号 VP-P 分别改为 0.8V、1V,重复以上步骤。将实验所得数据填入表格 （表格自拟） ，记下调制电压幅度与调制波上下频偏的关系，核算中心频率附近动 态调制灵敏度即曲线斜率 S。S??f ?Vf ?10.7 M将动态调制灵敏度与静态调试特性相比较。 2、相位鉴频器实验（选作） 1） 用高频信号发生器逐点测出鉴频特性用短路环使跳线端子 J8001、J8002 和 J8003 的各自的右两端短接，以使背面一组电容（CT8001’、CT8002’和 CT8003’）接入电路。输入信号改接高频信号 发生器， 输入电压约为 50mv， 用万用表测鉴频器的输出电压， 9.7MHz～11.7MHz 在 范围内， 以每格 0.1MHz 条件下测得相应的输出电压。 并填入表格 （表格形式自拟） 。 找出 S 曲线零点频率 f0、正负两极点频率 fmax、fmin 及其 VM、VN。鉴频曲线的灵敏度 可用以下公式计算 S ?? VO ?ff 0 ?10.7 MHz。再将正面一组电容（CT8001、CT8002 和CT8003）接入电路，重复以上步骤。根据以上数据，在坐标纸上逐点描绘出两条 频率――电压 S 曲线。 2）观察回路电容 CT8001、CT8002 和耦合电容 CT8003 对 S 曲线的影响。 ①调整电容 CT8002 对鉴频特性的影响。 记下 CT8002& CT8002-0 或 CT8002& CT8002-0 的变化并与 CT8002= CT8002-0 的曲线比较，再将 CT8002 调至 CT8002-0 正常位置。 注: CT4002-0 表示回路谐振时的电容量。 ②调 CT8001 重复(1)的实验 ③调 CT8003 至较小的位置，微调 CT8001、CT8002 得 S 曲线，记下曲线中点及上下两 峰的频率（f0、fmin、fmax）和二点高度格数 Vm、Vn，再调 CT8003 到最大，重新调 S 曲 线为最佳，记录：f0′、fmin、fmax 和 V′m、V′n 的值。定义：峰点带宽BW=fmax-fmin曲线斜率 S=(Vm-Vn)/BW 比较 CT8003 最大、最小时的 BW 和 S。 3、将调频电路与鉴频电路连接。 将调频电路的中心频率调为 10.7MHz， 鉴频器