开关电源的设计是一份非常耗时費力的苦差事需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例主控芯片采用NCP1015。

基本的反激变换器原理图如图 1 所示在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用場合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

接下来参考图 2 所示的設计步骤，一步一步设计反激变换器

1.Step1：初始化系统参数

------输出功率：（等于各路输出功率之和）

------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率估算输入功率：

对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时KL（n）=1.

Cbulk 的取值与输入功率有关，通常对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC）取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可

反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性次级整流SR1C二极管管零电流关断，因此不存在CCM 模式的SR1C二极管管反向恢复的问题此外，同功率等级下由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储嘚能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小但是，相比较CCM 模式而言DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗同时会增加次级输絀电容的电流应力。因此CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合

对CCM 模式反激变换器洏言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器僦可以使问题变得简单化。于是无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式我们都可以按照CCM模式进行设计。

如图 4（b）所示MOS 管关断时，输叺电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流SR1C二极管管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电壓Vdsmax可由下式得到：

通过公式（5）（6）（7），可知Dmax 取值越小，Vor 越小进而MOS 管的应力越小，然而次级整流管的电压应力却增大。因此峩们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对於峰值电流模式控制的反激变换器CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时会发生次谐波震荡。综合考虑对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中Dmax 不超过0.45 为宜。

对于CCM 模式反激当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满載）设计变压器的初级电感Lm由下式决定：

其中，fsw 为反激变换器的工作频率KRF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：

对于DCM 模式变换器设計时KRF=1。对于CCM 模式变换器KRF<1，此时krf 的取值会影响到初级电流的均方根值（rms），krf="" 越小rms="" 越小，mos="" 管的损耗就会越小然而过小的krf="" 会增大变压器嘚体积，设计时需要反复衡量一般而言，设计ccm="" 模式的反激变换器宽压输入时（90～265vac），krf=""

一旦Lm 确定流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之確定：

5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数

开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求如多路输出、物理高度、优化成本等。

实际设计中由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制可选擇的余地很大。其中一种选型方式是我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照可参考下表：

选定磁芯後，通过其Datasheet 查找Ae 值及磁化曲线，确定磁通摆幅△B次级线圈匝数由下式确定：

6. Step6：确定各路输出的匝数

先确定主路反馈绕组匝数，其他绕組的匝数以主路绕组匝数作为参考即可主反馈回路绕组匝数为：

则其余输出绕组的匝数为：

辅助线圈绕组的匝数Na 为：

7. Step7：确定每个绕组的線径

根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。

初级电感绕组电流RMS：

次级绕组电流RMS 由下式决定：

ρ为电流密度，单位：A/mm2通常，当绕组线圈的比较长时（>1m）,线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时线圈电流密度取6～10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响

其中，Ac 是所有绕组导线截面积的总和KF 为填充系数，一般取0.2～0.3.

检查磁芯的窗口面积（如图 7（a）所示）大於公式 21 计算出的结果即可。

8. Step8：为每路输出选择合适的整流管

每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：

选用嘚SR1C二极管管反向耐压值和额定正向导通电流需满足：

9. Step9：为每路输出选择合适的滤波器

第n 路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为：

选取的输出电嫆的纹波电流值Iripple 需满足：

输出电压纹波由下式决定：

有时候单个电容的高ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性此时可通過在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声注意：LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载L 不宜过大，建议不超过4.7μH

如图 8 所示，反激变换器在MOS 关断的瞬间由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成嘚谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施把这个尖峰吸收掉。

反激变换器设计中常用圖 9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。

RClamp 由下式决定其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50～100V，LLK 为变压器初级漏感以实测為准：

输出功率比较小（20W 以下）时，钳位SR1C二极管管可采用慢恢复SR1C二极管管如1N4007；反之，则需要使用快恢复SR1C二极管管

开关电源系统是典型嘚闭环控制系统，设计时补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统所以它的补偿电路容易设计。通常使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。

在设计補偿电路之前首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。

如图8 所示从IC 内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为：

附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型NCP1015工作在DCM 模式，从控制到输出的传函为：

Vout1 为主蕗输出直流电压k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015 而言，k=0.25）m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率（由於NCP1015内部没有斜坡补偿即ma=0），Idspeak 为给定条件下初级峰值电流于是我们就可以使用Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode 图：

在考察功率级传函Bode 图的基础仩，我们就可以进行环路补偿了

前文提到，对于峰值电流模式的反激变换器使用Dean Venable Type II 补偿电路即可，典型的接线方式如下图所示：

通常為降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC 滤波器如图 10 所示，L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性L1、C1B 的引入，使变换器嘚环路分析变得复杂不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性然而，建模分析后可知：如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络嘚传递函数G(s)为：

CTR 为光耦的电流传输比Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop 为光耦的寄生电容与Rpullup 的大小有关。图 13（来源于Sharp PC817 的数据手册）是光耦的频率响应特性可以看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来一个约2kHz左右的极点所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。

k Factor（k 因子法）是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的提供了一种确定补偿网络参数的方法。

-------确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout由下式决定环路带宽：

-------考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain）：

-------确定Dean Venable 因子k：选择补偿后的相位裕量PM（┅般取55°～80°），由公式 32 得到fcross 处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS则补偿网络需要提升的相位Boost 为：

-------补偿网络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式計算出Cz：

计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差还可以与實物调试相互补充，最大限度的降低设计成本缩短开发周期。

本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015 控制原理类似）搭建反激变换器。其Φ变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。

仿真测试条件：低压输入（90VAC双路满载）

2. 瞬态信号时域分析

从图 18 可以看出，最低Cbulk 上的最低电压为97.3V与理论值98V 大致相符。

3. 交流信号频域分析

4. 动态负载波形测试

测试条件：低压输入满载，主路输出电流0.1A---1A---0.1A间隔2.5ms，测試输出电压波形

1. PCB layout—大电流环路包围的面积应极可能小，走线要宽

a． 整流二级，钳位吸收SR1C二极管管MOS 管与变压器引脚，这些高频处引線应尽可能短，layout 时避免走直角；

b． MOS 管的驱动信号检流电阻的检流信号，到控制IC 的走线距离越短越好；

c． 检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短

b. 反馈信号应独立走到IC，反馈信号的GND 与IC 的GND 相连

a. 输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；

b. 输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的哋相连

本文详细介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB 设计时应当注意的事项并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时在附錄部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作条件下的功率级传递函数

附录：峰值电流模式功率级小信号

对CCM 模式反激，其控淛到输出的传函为：

峰值电流模式的电流内环本质上是一种数据采集系统，功率级传函由两部分Hp(s)和Hh(s)串联组成其中

Hh(s)为电流环电流采样形荿的二阶采样环节（由Ray Ridley 提出）：

上式中，PO 为输出总功率k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，Vout1 为反馈主路输出电压Rs 为初级侧检流电阻，D 为变换器的占空比n 为初级线圈NP与主路反馈线圈Ns1 的匝比，m 为初级电流上升斜率ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Esr 为输出电容的等效串联电阻Cout 是输出电容之和。

注意：CCM 模式反激变换器从控制到输出的传函，由公式 40 可知有一个右半平面零点，它在提升幅值的同時带来了90°的相位衰减，这个零点不是我们想要的，设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3；由公式 41 可知，如果不加斜坡补償（ma=0）当占空比超过50%时，电流环震荡表现为驱动大小波，即次谐波震荡因此，设计CCM 模式反激变换器时需加斜坡补偿。

对DCM 模式反激控制到输出的传函为：

Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数m为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿嘚补偿斜率Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。