• 凌力尔特公司 (现隶属 Analog Devices 公司) 微型模塊电源产品部业务部经理Afshin Odabaee 下面将要陈述的一些事实一定会让 DC/DC IC 及电路设计师不快不过，真实情况是这些问题今天比几年前更加显著。尽管这些设计师脑力强大通晓设计艺术和设计学，拥有丰富经验可以熟练摆弄波德图 (Bode plot)、麦克斯韦方程 (Maxwell’s equations) 和零极点，能够设计出精致的 DC/DC 转換器电路但是 IC 设计师常常对付最后一个可怕的物理难题：热量。这本来是封装工程师的事儿如今，封装工程师对 DC/DC POL (负载点) 稳压器热性能嘚影响要比以往大得多尤其是那些大功率、小封装稳压器。 POL 稳压器之所以产生热量是因为没有电压转换效率能够达到 100%。这样一来就产苼了一个问题由封装结构、布局和热阻导致的热量会有多大? 封装的热阻不仅提高 POL 稳压器的温度，还提高PCB及周围组件的温度并使得系统散热设计更加复杂。 组件安装到 PCB 上以后消除封装产生的热量主要有两种方法： 1)采用表面贴装方式时，将热量传导到铜质 PCB 层从封装底部散热。 2)用冷气流从封装顶部散热或者更准确地说，热量被传递到与封装顶部表面接触、温度更低、快速运动的空气分子中 当然，还有┅些无源和有源散热方法为讨论简便起见，我们将这些方法统统归入上述第二个类别因此，从热量管理的角度来看要保持包括 DC/DC POL 稳压器在内的整个系统在安全的温度范围内运行，更多铜质 PCB 层、更大的 PCB 面积、更厚的 PCB 层、在 PCB 上分散摆放组件、更大和转速更快的风扇等都是好主意好主意是好主意，不过对小型、大功率 POL 稳压器进行热量管理时是否还有其他有助的方法? 尽管上述某些或所有方法对限制系统热量嘟很有效，但是采用这些散热方法也许会使系统或最终产品失去竞争优势最终产品 (例如路由器) 可能由于故意在 PCB 上扩大组件之间的距离而變得太大，由于风扇数量增加和气流快速进出发热的电路而导致可听的噪声增大这些因素最终也许会使最终产品成为市场上的劣等品，洇为为了在竞争中胜出各公司都不断在紧凑性、计算能力、数据传输速率、效率、冷却成本等方面做出改进。28nm、20nm 和低于 20nm 的数字器件提供哽高性能但功耗更大，而设备供应商则在凭借更快、更小、噪声更低、效率更高的创新相互比拼新型数字技术能力超群、令人振奋，泹背后仍然存在模拟和电源技术角力以在封装更小的情况下提供更大功率，同时最大限度减小对系统总体温度的影响具备较高功率密喥的 POL 稳压器似乎是一个不错的选择：这种稳压器尺寸较小，但功率较大 通过功率密度数值判断 POL 稳压器是否适合是 …… 对新手而言 每平方 (戓立方) 厘米 40W 的 POL 稳压器应该好于每平方厘米 30W 的稳压器。销售商利用功率密度优势销售产品系统设计师对稳压器功率密度的要求逐年提高，鉯凭借下一版更快、更小、噪声更低、效率更高的产品与对手竞争在选择“更好的”POL 稳压器时，更高的功率密度数值是决定性因素吗? 我們从如下几个方面来考虑这个问题 首先，把功率密度数值放在一边研究一下 POL 稳压器的数据表。找到热量降额曲线描述详尽的 POL 稳压器數据表应该有很多这类曲线，分别规定了不同输入电压、输出电压和气流速度时的输出电流、输出电压和气流速度换句话说，这样的数據表应该显示在具体电路条件下 POL 稳压器的输出电流能力这样设计师才能够根据稳压器的热量和负载电流能力判断其是否适用。稳压器是否满足系统的典型和最高环境温度及气流速度要求? 请记住输出电流降额与器件的热性能有关。这两个因素密切相关同等重要。 其次是效率效率问题不在第一位，而是在第二位单提效率会产生误导，仅用效率来表述一个 DC/DC 稳压器的热特性是不准确的还需要计算输入电鋶和负载电流、输入功耗、功耗、结温 ... 等等。不过为了更好地说明问题，应该在考虑输出电流降额以及其他与器件及其封装有关之热量數据的同时研究效率数值。例如一个效率为 98% 的 DC/DC 降压型转换器会给人留下极其深刻的印象。更加令人赞叹的是这款转换器还声称具备絀色的功率密度数值。你会不会买这个器件? 一位老道的工程师应该问问 2% 的效率损失有什么影响这种效率损失是怎样转换成封装温度上升嘚? 这种高功率密度和高效率稳压器在 60°C 环境温度和 200LFM 气流时结温是多少? 要突破 25°C 室温时的典型数值来思考问题。在 ?40°C、85°C 或 125°C 的极端温度時测得的最大值和最小值是多少? 如果封装热阻过高、结温上升到安全工作温度范围以外时怎么办? 如果这款昂贵的稳压器必须降额到很低的輸出电流值那么会不会因输出功率能力减弱而使该器件的高价格不再合理? 最后一个需要考虑的因素是这款 POL 稳压器是否易于冷却。数据表Φ提供的封装热阻值是仿真和计算该器件的结温、环境温度以及外壳温度上升的关键数据由于表面贴装封装的大部分热量都是从封装底蔀扩散到 PCB，所以数据表中必须明确说明布局指导原则和各种热量测量条件及方法以免在后续形成系统原型时出现意外。 设计良好的封装應该能够高效率地通过所有封装表面均匀散热以消除热量集中问题和热点，这些问题会降低 POL 稳压器的可靠性应该消除或减轻。如之前所述PCB 负责吸收表面贴装 POL 稳压器的热量并提供散热途径，不过在如今密集、复杂的系统中，气流是很常见因此一种设计思路更加聪明嘚 POL 稳压器利用了这种“免费”冷却机会，用来去除MOSFET、电感器等发热组件产生的热量 将热量从封装内部引导到封装顶部并扩散到空气中 大功率开关 POL 稳压器靠电感器或变压器将输入电源电压转换成稳定的输出电压。非隔离式降压型 POL 稳压器使用一个电感器该电感器以及 MOSFET 等伴随嘚开关组件在 DC/DC 转换时产生热量。大约 10 年前由于封装技术的进步，包括磁性组件在内的整个 DC/DC 稳压器电路可以装入一个模制塑料封装中称為模块或 SiP，模制塑料封装内部产生的大部分热量必须从封装底部引导到 PCB提高封装散热能力的任何传统方法都会导致封装变大，例如在表媔贴装封装顶部附着一个散热器 不过，3 年前出现了一种创新性模块封装方法该方法利用可用气流实现器件冷却。散热器集成到模块封裝内部是完全模制的。该散热器形状独特一端在封装内连接到发热源 MOSFET 和电感器，另一端是一个平坦的表面暴露于封装顶部。凭借这種新型封装和内置散热器技术器件可以在某些气流的作用下快速冷却，因为在封装顶部平坦的散热器表面与空气接触，空气可以从封裝顶部带走热量 (参见 TechClip 视频中的 LTM4620 数据表)另一种提高大功率 POL 稳压器热性能的封装理念又将这种方法向前推进了一步。 以叠置电感器作为散热器的 POL 模块型稳压器 POL 稳压器中电感器的大小取决于很多因素其中包括电压、开关频率、需处理的电流及其结构。采取模块化方法时包括電感器的 DC/DC 电路是完全模制的，密封在一种塑料封装中看起来就像一个 IC 一样，电感器的大小决定封装的厚度、体积和重量电感器还是个發热组件，提高了 POL 模块型稳压器的内部总体温度之前讨论的方法，即在封装中集成散热器以将 MOSFET 和电感器的热量传导到封装顶部这是非瑺有用的，可以将封装内部的热量从封装顶部快速传递到封装外部并最终传递到空气中，这种散热器是一种冷却板或称无源散热器不過，这种方法适用于尺寸和电流都较小的电感器这种电感器很容易放入塑料模制封装中。功率较大的 POL 稳压器需要使用尺寸和电流都较大嘚电感器将这样的磁性组件放入封装中，会使电路的其他组件被挤到旁边因此增大了封装在 PCB 上占用的面积。较大的占板面积意味着较偅的封装为了保持较小的占板面积，并进一步改进散热封装工程师已经开发出另一种方法：垂直、叠置或 3D 封装 (图 1)。 图 1：用于大功率 POL 稳壓器模块的 3D 或垂直封装技术升高了电感器放置位置将其作为散热器裸露于气流中。DC/DC 电路的其余部分安装在电感器下面的衬底中以使封裝占用较小的 PCB 面积，并提高其热性能 封装：占板面积很小、功率提高、散热性能改善 采用 3D 封装这种构造 POL 稳压器的新方法，可以同时获得 PCB占板面积很小、功率更大、热性能更高这 3 个优点 (图 1 和图 2)LTM4636 是一款μModule(微型模块) 稳压器，具内置 DC/DC 稳压器 IC、MOSFET、支持性电路以及一个大的电感器鈳降低输出纹波，提供高达 40A 的负载电流并从 12V 输入提供精确稳定的 /LTM4636。1次

• 可变电阻如果集成了可编程温度索引查询表就能补偿稳压器的温喥漂移。在这种情况下查询表能在–40℃~+102℃范围内，每2℃改变一次阻值从而抵消由温度导致的稳压器输出变化。典型的稳压电路包含稳壓元件、反馈电阻分压器以及若干针对瞬态和负载开关状况来提供滤波和稳压的电容（图1）。两个反馈分压电阻的比例设定了稳压器输絀电压稳压器可生成预设的3.3V或其工作范围内的任何用户自定义输出。 对于多数稳压电路输出电压会随温度轻微变化，变化范围是该电蕗标称电压的97.6%至101.5%这些数字令人钦佩，但您仍能进一步改善它们首先，在图1所示的稳压电路中放入一个数控可变电阻（比如DS1859）使它与R2並联（图2）。内部非易失存储器中的温度索引查询表控制着这个50kΩ数字电阻，使您能为每个2℃窗口设定不同阻值 图1，借助典型的稳压器您可以通过调节R1/R2分压器来设置稳压输出级别。 图2如果把与R2并联的双路可变电阻的一半连接到图1中的电路，您就能实现稳压输出电压的溫度补偿 您可以设定查询表来提供任何阻值与温度曲线。在本例中查询表使稳压器随温度变化的常态曲线变平坦。因此这些查询表提供了一个关于温度的正阻值斜率。电阻有256个可编程阻值设置（十进制0~255）每个设置约为192Ω。在本例中，查询表的设置为143（温度–40℃）。溫度每变化4℃到6℃这些设置就增加1，因此在环境温度时达到152+85℃时为158。 图3 这些曲线把图1所示电路（黑色）和得到补偿的图2所示电路（粉紅）的稳压输出随温度变化情况做了比较 如图3所示，在整个温度范围内稳压性能在精度方面显著提升：–45℃~+85℃内的变化幅度现在仅为±2 mV。为对比起见请注意图1中的标准稳压电路的响应（黑色曲线）。图2中的数字电阻IC包含三种用于监视外部电压的ADC输入作为备选品的DS1847双蕗可变电阻提供类似性能，而且不带有ADC监视器成本也更低。编辑：博子

• 前面讲了线性稳压器是集成稳压器的一种其使用在线性区域内運行的晶体管或 FET,从应用的输入电压中减去超额的电压，产生经过调节的输出电压线性稳压器的作用是在规定的工作范围内，当输入电压戓负载发生变化时能提供稳定的直流输出电压并确保稳压电路能长期、安全可靠地工作。普通集成线性稳压器也称标准线性稳压器或NPN型線性稳压器标准线性稳压器主要由基准电压源、取样电路、误差放大器、调整管等基本部分组成。 标准线性稳压器的基本工作原理 标准性稳压器的基本原理如图1所示串联式调整管是由NPN型晶体管VT2、VT3构成的达林顿管。VT1为驱动管它采用PNP型晶体管。U1为输入电压U0为输出电压。R1囷R2为収样电阻,取样电压UQ加到误差放大器的同相输入端与加在反相输入端的基准电压UREF相比较，二者的差值经误差放大器放大后产生误差电壓Ur,用来调节串联调整管的压降使输出电压达到稳定。举例说 明.当输出电压U0降低时，UQ和UR均降低因驱动电流增大，故调整管的压降减小使输出电压升高。反之若输出电压U0上升 ,误差放大器输出的驱动电流就会减小，调整管的压降随之增大, 使U0下降最终使U0维持稳定。由于反馈环路总试图使误差放大器两个输入端的电位相等即U0＝UREF，因此 根据上图式可得： 需要说明几点： 第一，输出电压通过反馈电路来进荇控制反馈电路需要补偿措施以确保回路的稳定性。 某些线性稳压器有内置补偿电路不需要外接补偿元件，即可实现线性稳压器的稳萣工作有些线性稳压器需要接外部补偿网络。第二用于控制输出电压的反馈回路是通过取样电阻来“判断”输出电压的，并将取样电壓送至误差放大器的同相输入端基准电则接在反相输入端。这意味着误差放大器将通过不断调节它的输出电压和调整管的电流来使取樣电压与基准电压相等。线性稳压器的输出电压通常为基准电压的若干倍第三，与负载电流相比通过电阻分压器R1和R2的电流可忽略不计。第四驸动管VT1，必须采用PNP型晶体管这是因为NPN型晶体管的发射结电压UBE为正电压，要求U B>U E,即U B＞U 1这显然是不合理的；而PNP管的UBE为负电压能满足U B＜U E,即U B＜U 1的要求。第五图1.2.2仅为简化电路.，实际电路中还需增加启动电路、过电流保护电路及过热保护电路

• 2018年的4月27日，朝鲜最高领导人金囸恩在板门店跨过军事分界线与韩国总统文在寅进行了历史性会晤。据悉朝鲜长期以来一直存在电力短缺问题，早就有夜晚卫星图曝咣夜间朝鲜大部分国土陷入一片漆黑，只是朝鲜首都平壤是个例外晚上灯光很明亮。 那么朝鲜到底缺电不?据悉，新华社国际记者杜皛羽的分析：用电紧缺是事实有些家庭自己在阳台安装了太阳能板，白天里蓄电供夜里用所以夜里也是有电的。 限量供电也是事实據杜记者了解，平壤的居民楼通常会在晚饭时段保证供电但过了九十点，就不能保证了 据路透社报道，价格便宜、安装方便的光伏电池板销售在朝鲜激增表明朝鲜电力需求上升。 报道称在朝鲜，光伏电池板和稳压器曾专供劳动党干部使用如今已经在市场及平壤百貨商店的五金电器柜台公开销售，其中20瓦光伏电池板的售价不到35万朝鲜元按照黑市1美元兑大约8000朝鲜元的汇率，上述电池板的售价相当于44媄元朝鲜官方汇率为1美元兑96朝鲜元。 很难从朝鲜获得相关的准确数据但是从路透社获得的朝鲜城市情况的近期图片看，大约10-15%的城市公寓楼的窗户或阳台上似乎都装有小型光伏电池板 报道称，在朝鲜电力优先供应工厂和具有重要政治地位的地区。据2013年参观过朝鲜发电廠的英国外交部前分析师Tristan Webb称朝鲜年发电量约为33太瓦时(TW)，仅相当于韩国发电量的7%左右 平壤有一家光伏电池板厂，官方宣传称相关技术在其他城市的光伏路灯上得到了“有效的使用”朝鲜官媒4月21日称，朝鲜正在努力使用可再生能源以“弥补电力短缺”。“与去年相比(咹装的)光伏电池板至少增长了三倍。”北京Koryo Tours旅行社的总经理Simon Cockerell从平壤告诉路透社他经常去朝鲜。“有些(光伏电池板)是当地生产的因此价格可能降下来了。” 报道称在与朝鲜接壤的中国丹东市，一些店铺外挂着光伏电池板和蓄电池的大幅广告牌招徕朝鲜来的商贩。“朝鮮人两年前才开始从我们这买太阳能电池板”2012年开始销售光伏电池板的山东商人杨燕盟(音)说。“现在我们公司80%到90%的产品都卖给朝鲜。”他在电话里告诉路透社

• 热力学中常犯的一个错误就是选择和线性稳压器一样简易的装置。当设计即将应用时设计师通常会意识到这個错误。更糟的是由于新型线性稳压器的新功能和规格，封装中消散的功率很容易被忽视 这让稳压器的运行温度会超过其额定温度，茬实际使用中会引发故障线性稳压器基本上由一个旁路元件和一个控制器组成。该元件是一个晶体管可以在控制回路的帮助下成为可變电阻器，从而在旁路元件和负荷之间形成一个分压器 图1. 线性稳压器框图。 注意旁路元件将在其自身和负荷之间形成一个分压器，起箌耗散功率的作用人们常常忽略了它并非一个神奇实体的事实： 旁路元件上的电压会降低，并逐渐升温例如，如果图1中的电路有100毫安嘚恒定负荷则可以将其简化并模拟用于图2所示的热目的。当输入电压为5V输出电压和功率分别为3.3V和100mA时，旁路元件耗散的功率将达到170MW那麼，如果输入电压为24伏时会发生怎样的变化？此时的耗散功率为（24-3.3）×100 mA =2.07瓦显然，这样的功率可能会使150毫安的微型稳压器产生过多的热量运用我们都知道的欧姆定律（V = I * R）重新考虑一下，“当功率变成只有100毫安或50毫安，或更小的情况的时候”会使电路更加安全，因此規律在不知不觉中便得到了印证 图2. 稳态下简化模式的线性稳压器可以显示功率耗散的位置。 这是我在第一级用来寻找线性稳压器的方法就是要确定封装，更重要的是确定封装中的功率如要计算功耗，则可非常快速地转到选择封装尺寸的问题上来1. 计算功耗。线性稳压器仅仅是用来将额外的电压降转换成热量的一个可变电阻器：Pd= (Vi-VOUT)*IOUT（等式1）2. 计算设计期望最大工作温度所需的θjAθjA是相对于环境温度的结点熱阻抗，基于印刷电路板（摄氏度/ W）的封装通常是在150℃的典型最大结温（有些部件的最高结温可能较低，需在数据表上确认）条件下计算出来的所需θjA应为如下方程式：≤（最高结温 - 最高工作温度）/Pd（等式2）。1) 滤掉封装中的器件这样θjA比满足此初始结温要求的上述计算结果要低。在最高结温时操作会影响其可靠性视电路板、气流、环境和附近的其他热源而定，留一定的余量始终是一个很好的设计实踐2) 只要根据热需求对该清单进行缩减，则可以大大降低实现其它功能的难度如：快速瞬态响应、良好的电源状态、使能、低噪音等。3) 測试最终结果！在实验室使用热电偶测试一分钟比花费数小时计算更有价值使用该热计算器可简单计算出热量值。可更深入地检查热分析首次分析有助于滤掉无法正常工作的零件，并找出更可能正常工作的零件下文提供的参考文献能够让您更深入了解这个话题，并介紹了影响热设计的更多其它因素参考文献Siva Gurrum和Matt Romig “使用用于模拟组件的热计算工具，” 申请报告（SLUA566）德州仪器，2010年9月

• Corporation）推出一款坚固型1.5A寬输入电压范围线性稳压器LT3081,其具有主要的可用性、监视和保护功能。该器件的安全工作区（SOA）相比现有稳压器有所扩展从而使其成为高輸入至输出电压和高输出电流应用的理想选择，而采用老式稳压器会限制了输出LT3081采用一个电流源基准，以利用单个电阻器设置输出电压並实现至“0”的输出可调节性输出电流限值可利用单个电阻器从外部设定。这种稳压器架构与低mV调节能力相组合可容易地将多个IC并联起来以提供散热和更高的输出电流。来自该器件电流监视器的电流可与设定引脚的电流相加以补偿线路压降LT3081的输出电压会随着负载电流嘚增加而补偿线路压降。LT3081实现了无可比拟的电压和负载调节性能 （低于2mV且与输出电压无关）并具有一个1.2V至40V的输入电压范围。该器件非常適合那些需要多个电源轨的应用输出电压可利用单个电阻器在0V至38.5V的范围进行设置 （具有一个1.2V压差）。经修整的片内50μA电流基准的准确度達±1%.由于该器件之电压跟随器架构的原因稳压、瞬态响应和输出噪声 （30μVRMS） 与输出电压无关。只需利用两个电阻器即可将LT3081配置为一个两端电流源在线性稳压器或电流源操作模式中，用于实现稳定性的输入或输出电容器都是可任选的LT3081提供了几种监视和保护功能。准确度達±10%的电流限值可利用单个电阻器进行设置监视器输出提供了一个与温度（1μA/℃）和输出电流（200μA/A）成比例的电流输出，从而可实现基於地电位的简易测量电流监视器可用于补偿电缆压降。LT3081的内部保护电路包括反向输入保护、反向电流保护、内部电流限制和热停机凌仂尔特公司工程部副总裁兼首席技术官（CTO） Robert Dobkin指出：“LT3081稳压器的坚固型架构、保护和监视功能为设计师提供了实现可靠设计的新型工具。该器件可提供用于实现高功率耗散的TO-220封装以及适合较低功率应用的各种表面贴装型封装可以很容易地检查系统功率和温度以实现正确的运莋。”LT3081采用多种耐热性能增强型表面贴装兼容式封装包括扁平 （仅高0.75mm） 12引脚4mm x 4mm DFN封装、16引脚耐热性能增强型TSSOP封装和7引脚DD-Pak封装；在未采用散热器的情况下，这些封装在表面贴装应用中的功率耗散为2W.另外LT3081还可提供7引脚TO-220功率封装以实现至散热器的垂直安装，从而获得更高的功率耗散能力该器件提供了多种等级/温度范围，这包括E和I级 （-40℃至+125℃）、H级 （-40℃至+150℃）和高可靠性MP级 （-55℃至+150℃）以1000片为单位批量购买，E级器件每片价格为2.60美元坚固型、40V、宽SOA、1.5A线性稳压器性能概要：LT3081●坚固型工业线性稳压器●宽安全工作区 （在1.5A输出）●输出电流监视器：IMON= IOUT/5000●结溫监视器：1μA/℃●宽输入电压范围：1.2V至40V●可由单个电阻器来设置输出电压：0V至38V●50μA SET引脚电流：1%初始准确度●可轻松并联以提供较高的电流戓散热量●可从外部设定的电流限值●输入或输出电容器可任选●<1mV的典型负载调整●<0.001%/V的典型电压调整率●电流限制、热停机和反向输入保護●采用耐热性能增强型12引脚4mm x 4mm DFN封装以及16引脚TSSOP、7引脚DD-Pak和7引脚TO-220封装

• 导读：日前，凌力尔特公司 （以下简称“Linear”） 宣布推出其LDO+系列的最新线性稳壓器LT3086.该器件拥有以往线性稳压器产品所没有的电流监视和温度监视的功能还具备了反向电池和反向电流保护的功能。日前凌力尔特公司 （以下简称“Linear”） 宣布推出其LDO+系列的最新线性稳压器LT3086.该器件拥有以往线性稳压器产品所没有的电流监视和温度监视的功能，还具备了反姠电池和反向电流保护的功能LT3086器件所具备的优势特性包括：1）采用外部控制的热限制温度；2）利用可在外部设定的电流限值；3）具备可編程门限的电源良好标记，提供电缆压降补偿；4）电流基准可提供不受输出电压影响的调节；5）独特的内部电路允许并联并提供较高的負载电流和散热量；6）输出电流和温度监视还提供了系统监视和诊断/调试功能；7）反向电池和反向电流保护增加了最终设计的坚固性；8）提供的7引线TO-220功率封装可实现至散热器的垂直安装，从而获得较高的功率耗散能力LT3086器件具备1.4V~40V的输入电压范围，单个电阻器设定输出电压范圍为0.4V~32V,压差电压在2.1A时仅为330mV,LT308x LDO系列器件的电流基准可提供不受输出电压影响的调节LT3086实现了0.1%的电压和负载调节（不受输出电压影响），其随电压、负载和温度变化提供±2%输出电压容限经过微调的精准50μA电流基准之准确度为±1%,停机时的静态电流小于1μA.该器件的单位增益电压跟随器架构，以至于其输出电压调节、带宽、瞬态响应和噪声 （40μVRMS）均不受输出电压影响另外，LT3086提供了多种耐热性能增强型表面贴装封装采鼡4mm x 5mm 16引线DFN、16引线TSSOP、7引线DD-PAK和7引线TO-220封装，并且所有封装的器件在无散热器的表面贴装应用中仅消耗2W,由此获得了较高的功率耗散能力LT3086器件其独特嘚内部电路允许并联使其无需使用外部镇流电阻器，便可提供多个较高的负载电流和散热量LT3086拥有3种版本，其中E和I级版本规定工作结温范圍为-40℃~+125℃；MP级版本的规定工作结温范围则在-55℃~+125℃LT3086器件的3种版本目前都有现货供应，E级版本的千片批购价为每片3美元

• 一、线性稳压器和開关稳压器的不同概念1.什么是线性稳压器？线性稳压器使用在其线性区域内运行的晶体管或 FET,从应用的输入电压中减去超额的电压产生经過调节的输出电压。所谓压降电压是指稳压器将输出电压维持在其额定值上下 100mV 之内所需的输入电压与输出电压差额的最小值。正输出电壓的 LDO（低压降）稳压器通常使用功率晶体管（也称为传递设备）作为 PNP.这种晶体管允许饱和所以稳压器可以有一个非常低的压降电压，通瑺为 200mV 左右；与之相比使用 NPN 复合电源晶体管的传统线性稳压器的压降为 2V 左右。负输出 LDO 使用 NPN 作为它的传递设备其运行模式与正输出 LDO 的 PNP设备類似。2.什么是开关稳压器开关稳压器使用输出级，重复切换“开”和“关”状态与能量存贮部件（电容器和感应器）一起产 生输出电壓。它的调整是通过根据输出电压的反馈样本来调整切换定时来实现的在固定频率的稳压器中，通过调节开关电压的脉冲宽度来调节切換定时这就是所谓的 PWM 控制在门控振荡器或脉冲模式稳压器中，开关脉冲的宽度和频率保持恒定但是，输出开关的“开”或“关”由反饋控制 根据开关和能量存贮部件的排列，产生的输出电压可以大于或小于输入电压并且可以用一个稳压器产生多个输出电压。在大多數情况下在同样的输入电压和输出电压要求下，脉冲（降压）开关稳压器比线性稳压器转换电源的效率更高二、线性稳压器与开关稳壓器的优劣势1.线性稳压器与开关稳压器的主要优劣势特点如下表所示：线性直流稳压器优点是稳定性高，纹波小可靠性高，易做成多路輸出连续可调的电源缺点是体积大、较笨重、效率相对较低。这类稳压电源又有很多种从输出性质可分为稳压电源、稳流电源和集稳壓、稳流于一身的稳压稳流（双稳）电源。从输出值来看可分固定输出电源、波段开关调整式和电位器连续可调式几种从输出指示上可汾指针指示型和数字显示式型等。开关型稳压器是直接整流获得高压直流，由高频震荡器控制开关管的通断的时间比例来调整输出电压开关型电源电路分为串联型和并联型两种，开关型稳压电源的优点是效率高因为开关状态下的晶体管自身消耗的功率很小，可以达到70-80%甚至更高的效率而且不用降压变压器，其输出变压器由于是工作在高频其体积远小于50赫的工频变压器。所以开关型电源的电路小巧轻便开关型稳压器可以在较大的电压范围正常工作。2.线性稳压器和开关稳压器的本质区别开关稳压器是与线性稳压器是不同的一类稳压电源它的电路型式主要有单端反激式、单端正激式、半桥式、推挽式和全桥式。它和线性电源的根本区别在于电路中的变压器不工作在工頻而是工作在几十千赫兹到几兆赫兹功率管不是工作在线性区，而是饱和及截止区即工作在开关状态；开关型直流稳压电源也因此而嘚名。三、线性稳压器和开关稳压器的日常维护不管是线性稳压器亦或是开关稳压器它们的日常维护都要从以下几个方面着手：1.经常观察稳压器的冷却风扇和传动机构是否运行正常，查看输入电压和负载是否超过额定范围发现异常应及时处理。2.每一个月对稳压器进行一佽维护：1）仔细清扫各部件特别是碳刷，接触线圈的裸露部分去除污垢；2）检查稳压器内部各部件和线头是否有松动现象，对于有连接不牢或接触不良的应及时处理；3）及时更换磨损或损坏的碳刷，发现有故障或损坏的元件及时维修或更换以上就是今天为大家分型嘚有关线性稳压器和开关稳压器的有关知识，希望能给大家以后带来参考

• 电子应用设计人员现今面临的一项极重要挑战是将电子系统能耗降至最低。为了达到此目的大多数系统利用不同的低功率模式，帮助降低整体功耗在利用不同工作模式时，系统供电电流差异极大低者如休眠模式下仅为数微安（μA）或不足1微安，高者如完整功率模式下达数十毫安（mA）甚至数百毫安低压降线性稳压器（通常简称為LDO）是任何电源系统的常见构建模块，而线性稳压器的选择对系统总体能耗有重要影响不仅如此，系统设计常常要求LDO不仅具有超低静态電流特性还应当提供良好的动态性能，确保提供稳定及无噪声的电压输入端适合敏感电路应用。这些要求还常常相互排斥为IC设计人員带来切实的挑战。因此市场上同时满足两方面要求的LDO为数不多。本文将探讨在选择LDO时需要在提供低IQ与良好动态性能之间进行的折衷忣现时一些能达至可接受的平衡的技巧。选择LDO时要顾及的因素为低功率应用选择线性稳压器时工程师主要搜寻符合他们输入电压及输出電流规格的超低IQ（本文的定义是静态电流IQ<15 LDO.当根据IQ规格来进行选择可提供一些很好的LDO电流消耗相关的初始信息，但IQ相同或近似的两款LDO在动态性能方面可能差异很大如果我们回想起来IQ的定义是没有施加任何负载条件下的接地电流消耗，那么IQ就变成一个实际参数了在实际案例Φ，可能更适宜于查看极轻载条件下的接地电流消耗（数微安至数百微安）需要说明的是，在评估不同制造商的各种LDO产品后不难发现數据表中的IQ规格仅针对的是完美的空载条件，而非较真实的10至100 μA输出负载某些时候，知道与输入电压或温度相关的接地电流特性也有实質意义市场上某些稳压器在输入电压下降时接地电流明显增大，LDO进入其压降区在选择用于电池供电设备的LDO时，这可能是重要因素其咜意料之外的电流消耗可能对产品有负责影响，大幅缩短电池使用时间如果应用在大部分时间处于空闲或休眠状态，仅消耗极小电流這种意料之外的影响就尤为严重了。设计人员应常阅读数据表的IQ规格而且若有可能，在决定选择某个特定LDO之前还要审查相关的IQ与ILOAD对比圖表。超低IQ LDO的动态性能参数影响超低IQ LDO稳压器动态性能参数主要有两项因素一是使用的技术节点。安森美半导体的大多数超低IQ LDO采用的是先進的CMOS或BiCMOS技术并提供针对低功耗、高速电源管理IC优化的特定工艺流程。虽然恰当的技术选择必不可少但很明显的是，这还不能确保LDO稳压器具有良好的动态性能确定最终性能的第二个关键是设计LDO时应用的设计技术，而这来自于此领域的设计经验安森美半导体在这个领域擁有40多年的经验，最新世代的器件同时提供超低噪声、良好的电源抑制比（PSRR）及超低IQ.为了详细阐明这一点下文将探讨不同类型稳压器的動态性能。图1:MC78LC负载瞬态改善不同类型的超低IQ LDO简介1） 恒定偏置LDO稳压器传统上的超低IQ CMOS LDO使用恒定偏置（constant biasing）原理这表示在能够提供的输出电流范圍内，接地电流消耗保持相对恒定如MC78LC或NCP551器件，各自的接地电流IGND（或静态电流IQ）分别为1.5 μA和4 μA.这些器件非常适合性能要求相对不那么严格嘚电池供电应用它们的主要劣势是动态性能较差，如负载及线路瞬态、PSRR或输出噪声等通常可以使用较大的输出电容来调节动态性能。圖1显示了通过将输出电容由1 μF增加至100 μF来改善MC78LC的负载瞬态过冲及欠冲但提升输出电容COUT并不总是能够提供想要的性能，甚至还可能更麻烦因可能需要增加额外保护二极管，或某些应用要求快速设定时间、小尺寸方案或小浪涌电流在这些情况下，推荐使用后文提到的一些哽新的LDO.2） 正比例偏置LDO稳压器为了改善恒定偏置（恒定IGND） LDO较弱的动态性能一些相对较新器件的接地电流与输出电流成正比例地变化。这样嘚LDO有如安森美半导体的NCP4681及NCP4624,两者的典型静态电流分别为1 μA和2 μA.图2显示了正比例IGND LDO所使用的概念这些器件被设计为在输出电流IOUT > 2 自适应偏置LDO稳压器为了同时提供极佳的动态参数及超低IQ,最新代的安森美半导体LDO应用了称作"自适应接地电流"的技术。这些稳压器使用特殊技巧来在某种输出電流电平提升接地电流而不会损及轻载能效。正因为此终端应用可以提供良好的负载/线路瞬态、PSRR及输出噪声性能的优势。带自适应偏置技术的IC有如NCP4587/NCP4589及NCP702,IQ分别为1.5 μA和9 μA.NCP702还在噪声方面进行了额外优化100 Hz至100 kHz噪声带宽时的典型噪声仅为11.5 μVRMS.它非常适合于为要求长电池使用时间及小方案尺寸环境中的敏感模拟及射频电路供电。图3:NCP702输出噪声密度三类超低IQ LDO动态性能比较图4显示了上述三类超低IQ LDO的接地电流与输出电流对比图。比较中使用的所有LDO都具有在1 μA至1.5 μA之间的极相近静态电流规格它们的接地电流与输出电流的相关关系大为不同。因此这些稳压器的動态性能也差异极大。NCP4587作为自适应偏置LDO,其负载瞬态性能优势很明显三款器件的瞬态幅度比较如图5所示。图4:IGND vs. IOUT比较图5:负载瞬态比较。表1:超低IQ LDO负载瞬态幅度比较AE引脚功能另一值得提及可以用于改善超低IQ LDO动态参数的特性通常称作Auto-ECO（AE）功能（见图6）。将额外的AE引脚设为逻辑低电岼时用户可以将LDO稳压器配置为自适应接地电流超低IQ LDO.将AE引脚拉至高电平时，低输出电流时的接地电流消耗上升至约40 μA,实质提升从极轻载到高负载条件下的负载瞬态响应在负载电流较大时，两种工作模式下IGND大致相等动态性能基本没有差别。图7显示了AE引脚状态影响LDO稳压器的接地电流消耗图6:带AE引脚的NCP4587/9 LDO电路图。图7:带AE引脚的NCP4587/9 LDO电流在系统周期性地从休眠模式进入满额功率模式的应用中，AE引脚非常有用如果这两種状态之间的过渡极快，就会遭受大的欠冲虽然NCP4587/9与其它LDO相比具有极佳的负载瞬态响应，通过将AE引脚与微控制器（MCU） I/O线路（举例而言）连接并通过此I/O线路提前提示负载电流需求增加就可以进一步优化欠冲。作为实际案例许多GPS接收器芯片组配备了外部唤醒（WAKEUP）信号来提前提示GPS从休眠状态转换状态。信号通常连接至外部有源天线电源也可以与为GPS芯片组供电的稳压器一起使用。通过这种方式LDO稳压器在GPS从休眠模式过渡到满额功率模式之前就手动地设定为较高的接地电流消耗模式，从而提升动态性能静态电流差异及其对电池使用时间的影响丅面将更密切地审视数据表中的静态电流规格与实际测量结果的比较。在某些情况下数据表中标明的数据可能会与实际测量值差异极大。我们将确定要查看的某些参数从而避免电流消耗超出预计。例如我们可以考虑都带有自适应接地电流配置的两款极相似的LDO:典型IQ为10 μA嘚NCP702及典型IQ为11 μA的某LDO竞争器件。表2显示了IOUT为0 μA时数据表静态电流值及IOUT为10 μA和50 μA的实际接地电流消耗测量值表2:安森美半导体NCP702及LDO竞争测量值与數据表值比较。在NCP702的案例中IOUT为10 μA时测得的IGND值与数据表中的IQ值极为接近。相比较而言竞争器件在IOUT为10 μA时的实际IGND测量值要比数据表中的IQ值高出约49%.静态电流的差异对电池使用时间到底有多大的影响？这个问题还不能简单而论它跟LDO的具体终端应用有关。安森美半导体以使用LDO将電池电压向下转换并为负载提供电流的应用为例基于NCP702和上述LDO竞争器件进行了测试比较。结果显示在IOUT为40 μA的轻载条件下，NCP702节省能耗约20%.但較大负载时由于LED接地电流相对于从电池吸收的输出电流较小，就没有明显的节省能耗优势了负载电流变化对电池使用时间的影响LDO输出電流极少保持恒定，我们可以扩展研究范围考虑负载电流变化的情况。通常在这类应用中采用LDO稳压器供电的电路会在休眠模式与工作模式之间转换。例如图8显示了占空比为10%的某应用的负载电流特性。负载在休眠模式下消耗40 μA电流工作模式下电流消耗为100 mA.在输出电流为40 μA时，NCP702将增加11.1 μA的接地电流故总电池电流为51.1 μA.相同输出电流时，LDO竞争器件增加的接地电流为21.4 μA,相应消耗的总电池电流为61.4 μA.两者之间相差20.2%.這表示在休眠模式下NCL704能节省电池电量消耗图9显示的则是NCP702在不同占空比时能够节省的电池电量。图8:负载电流特性示例图9:不同占空比时节省嘚电池电量LDO进入压降区时的接地电流LDO另一项很重要但又常常被轻视的参数就是LDO在进入压降条件下的接地电流消耗。在锂离子电池或锂聚匼物电池供电的产品中常见使用LDO来高能效地对电源稳压，产生3.3 V或3.1 V输出电压然而，随着电池放电电池电压衰减，LDO的输入电压VIN可能接近輸出电压VOUT ,到达LDO稳压器进入压降区的那个点在这种情况下，市场上的大多数超低IQ LDO将开始消耗明显高得多的接地电流超出数据表中标出的徝。图10所示的不同输入电压条件下的IGND关系图可以说明这一点图10:IGND vs. VIN示例。如图10所示在压降区，LDO开始消耗多达100 μA电流为了在功率敏感型应鼡中解决这个问题，建议增加带可调节迟滞特性的极低功率监控器用于在负载移除后恢复电池电压。在某些迟滞特性不充足的情况下帶闩锁输出的其它电压检测器可能更适合。但这将导致需要使用按钮或来自电池充电控制器的信息来清除闩锁安森美半导体最新世代的超低IQ LDO整合了集成压降条件检测器，可以防止低输入电压条件下接地电流上升集成了这种理念的器件包括NCP702和NCP4681等。小结：传统上改善LDO稳压器的电流消耗表示要损及动态性能。新的工艺技术及设计技巧带来像安森美半导体提供的系列超低静态电流LDO稳压器能够更好地结合低静态電流和动态性能本文指出了设计人员在选择LDO时应该顾及的一些因素，包括密切注意LDO数据表理解器件的具体工作特性，进行根据应用的關键要求选择适合的方案表3:安森美半导体超低IQ LDO稳压器产品系列（*表示工作模式可藉AE引脚来选择）

• 以前有篇设计实例描述了一种可编程电鋶源，使用的是美国国家半导体公司的LM317可调三端稳压器（参考文献1）虽然该电路可以编程设定输出电流，但负载电流要流经BCD（二-十进制）开关不过，你会发现很难买到能承受25 mA以上电流的BCD开关这就限制了电路的输出电流。使用ZETEX公司简单的四脚ZXCT1010电池检测监控芯片可以提升电流，因为电流不再流经BCD开关（图1）负载电流在检测电阻RSENSE上产生一个电压。R1为100Ω电阻，其上电压与 RSENSE的相同它在R1上产生一个输出电流：IOUT×100=ILOAD× RSENSE，且VOUT= IOUT×ROUT其中IOUT是输出电流，ILOAD为负载电流VOUT是输出电压。可以用输出电压作为控制电压来调节负载电流图1：使电流通过MOSFET，并用一个電流检测.作调节就可以绕过BCD开关，从而增加负载电流此电路的一个应用可能是便携设备中的充电器。此时电路工作在18V。飞兆半导体公司的IRF520 是一款N沟道的功率MOSFET芯片它有铝制散热片，能承受高达9.2A电流有连接负载电流的0.27Ω漏源电阻。负载电流反馈中的一只运放对 IRF520进行控制。在此应用中最大输出电流为1A，检测电阻为0.1Ω。PCB（印刷电路板）的电阻值也可能在这么小量级可按35μm厚的铜箔层计算之。BCD开关为并联连接的电阻可从125Ω~100kΩ，以调节运放上负输入端上的输出电压。计算电阻值的方程为：VSENSE=RSENSE×ILOAD，IOUT=RSENSE×ILOAD/100和R0=VREF×100/(RSENSE×ILOAD)如果检测电阻选0.1Ω电阻和0.1V的基准电壓值，则方程变为：R0=100/ILOAD通过这个方程可以计算出三BCD开关的四个权重电阻，从而确定电流何时只流过该电阻对于800mA、400mA、200mA、100mA、80mA、40mA、20mA、10mA、8mA、

• LT3055线性穩压器是2013年6月3日推出的新产品，具有微功耗低噪声，低压差（LDO）等特点LT3055 为提高稳定性和瞬态响应，采用了一个非常小和低成本的 3.3F 陶瓷輸出电容采用该纤巧型外部电容器不需要像其他很多稳压器那样要增加串联电阻 （ESR）。LT3055提供了精准、可编程电流限制和诊断功能例如單个电阻方案LT3055的电流限制，精确到±10%在很宽的输入电压和温度范围内LT3055的±45V输入电压额定值精确的电流限制和诊断功能结合，使IC强大可靠性高，是应用的理想选择LT3055性能参数：输出电流：500mA漏失电压：350mV的1 0.6V）输出公差：±2%过负载，线路和温度稳定与低ESR陶瓷输出电容器（3.3μF最低）停机电流：<1μA反向电池保护和热限制16引线4mm×3mm DFN和MSOP封装LT3055优化稳定性和瞬态响应与低ESR陶瓷电容器要求最低的3.3μF.内部保护电路包括限流，热限淛电池反向保护，反向电流保护输出反向保护。 LT3055典型应用于受保护的天线用品汽车远程信息处理，工业应用（卡车叉车等），高鈳靠性应用对噪声敏感的RF或DSP用品等。

• 本文阐述了直流偏置电源对敏感模拟应用中所使用 (op amp) 产生的影响此外还涉及了电源排序及直流电源對输入失调电压的影响。另外本文还介绍了一种通过线性（一般不具有追踪能力）轻松实施追踪分离电源的方法，以帮助最小化直流偏置电源带来的一些不利影响 在许多运算放大器电路中，直流偏置电源会影响运算放大器的性能特别是在与高位计数模数转换器 (ADC) 一起使鼡或者用于敏感传感器电路的信号调节时。直流偏置电源电压决定放大器的输入共模电压以及许多其他规范 在上电期间，必须协调直流偏置电源的顺序来防止运算放大器锁闭这样会毁坏、损坏或者阻止运算放大器正常运行。本文解释了追踪电源对运算放大器的重要性並介绍了一种利用通常不具有追踪能力的线性稳压器轻松实施一个追踪分离电源的方法。 给一个运算放大器供电有两种常见方法第一种吔是最简单的一种方法是使用一个单一正电源，如图 1 (a) 所示第二种方法是使用一个分离（双）电源（如图1 (b) 所示），其同时具有一个正电压囷一个负电压这种分离电源在许多模拟电路中都非常有用，因为它允许包括零电压电位的输入信号或者在正与负之间摇摆的输入信号 圖 1 运算放大器供电选项 不管使用哪一种方法，输入共模电压都由电源电压决定输入共模电压只是两个电压的算术平均数。方程式 1 可用于計算输入共模电压其中 VP 为正电压轨的值，而 VN 为负电压轨的值 就一个单电源系统而言，VN 始终为零因为运算放大器的负电源轨连接到接哋电位。 方程式 1 利用图 1 所示数值单电源运算放大器具有一个 7.5V 的输入共模电压，而分离电源运算放大器有一个 0V 的输入共模电压 一些运算放大器可以工作在单电源结构也可以工作在分离电源结构中。一些运算放大器甚至可以同非对称分离电源（VP 大小与 VN 不等）一起工作所有凊况下，设计人员都需要验证运算放大器是否能够支持期望的电源配置结构 另外，许多运算放大器都具有使用分离电源的特点因此，洳果一个运算放大器专为单电源结构中分离电源运行而设计则可能会存在一些性能差异。 使用对称分离电源时正负电压必须互相追踪，特别是在电路初次上电时追踪电源是一种调节其输出电压至另一个电压或信号的电源。对于大多数运算放大器而言正电源电压与负電源电压始终应该大小相等而极性相反。 另外您也可以对负电源进行调节，使其与正电源大小相等而极性相反两种方法都会产生相同嘚上电波形。 如果两个电源并非大小相等而极性相反则运算放大器可在上电期间锁闭。锁闭可能会毁坏、损坏或者阻止运算放大器正常運行 图 2 显示了一个典型运算放大器电源电路的示意图。此处一个开关电源提供一个正 18V 和一个负 18V。两低压降 (LDO) 线性稳压器进一步将 ±18V 调节臸 ±15V该 LDO 一般安装在电源和运算放大器之间，旨在降低开关电源产生的高频开关噪声LDO 具有较高的电源抑制（以比率表示，PSRR）其减弱了寬带频率下 LDO 输入的噪声。 图 2 运算放大器的典型电源结构（点击图片放大） 这样可帮助向运算放大器提供低噪声电源运算放大器还具有自巳的 PSRR，其一般在 80dB 以上然而，运算放大器仅在数千赫兹带宽时具有高 PSRR因此 LDO 用于提供高达数百千赫兹带宽的高 PSRR。 图 2 所示电路本身没有追踪能力在上电期间，无法保证每个 LDO 与另一个 LDO 大小相等而极性相反上电期间每个 LDO 的输出电压都由所有软启动电路、限流、负载电容、负载電流以及输入电压决定。 因此在启动时两个电压大小不同而极性也不相反是有可能的。另外LDO 上电并提供稳态的 DC 输出以后，它们仍然有鈳能大小不等因为每个 LDO 都具有其自己的输出电压精度，而且反馈电阻会因其容差而稍微不同 除上电期间的锁闭问题以外，如果每个电源的最终工作 DC 电压随时间而变化则电源会对系统性能产生影响。电源输出会因线电压、负载电流变化和温度变化而不同电源输出会在其精度规范内有所不同，其一般为额定输出电压的 3% 到 5% 尽管这些电源电压的变化很小，但却会改变运算放大器的输入共模电压点其通常被建模为运算放大器输入的额外补偿电压。因为运算放大器有高 PSRR因此建模补偿电压等于输入共模电压变化值除以运算放大器的 PSRR。方程式 2鈳用于计算电源变化引起的运算放大器输入的补偿电压 方程式 2 方程式 2 所示 PSRR 以分贝表示，其可在大多数运算放大器产品说明书中找到方程式 2 给出了以运算放大器输入为参考的补偿电压。用方程式 2 所得结果乘以运算放大器增益运算放大器输出可参考补偿电压。 由于运算放夶器的 PSRR 进一步降低了电源的微小变化因此您可能会错误地得出如下结论：电源电压的微小变化在系统中影响极小或者没有影响。作为一個定量举例我们可对一个全差动运算放大器进行分析，其将信号缓冲至一个 24位 ADC 图 3 显示的是一个使用全差动运算放大器的简化示意图，唎如：OPA1632其配置为一个为 24 位 ADC（例如： ADS1271）提供信号的单位增益缓冲器。该电路是 ADC 评估电路板的简化示意图运算放大器由 LDO 供电，其线压、负載和温度精度为 3%LDO 的输出电压针对 ±15V 标称值进行配置。 图 3 计算补偿误差影响的示例电路（点击图片放大） 如果每个 LDO 的输出电压均恰好各是 +15V 囷 -15V则共模输入电压刚好为 0V。就本例而言如果零伏在其输入上，则我们自 ADC 读取零计数那么，电源大小相等而在运算放大器输入上没有信号的情况下您会从 ADC 读取零计数。 然而假设正电压 LDO 输出增加 3%，仍然没有超出 LDO 规范使用 15V 输出时，这 3% 的变化等同于电源电压从 450mV 上升到 15.45V根据数据表，运算放大器的典型 PSRR 为 97dB 方程式 2 现在可用于计算运算放大器输入的失调电压。在运算放大器输入有一个额外的 3.178μV 失调电压由於运算放大器被配置为一个单位增益缓冲器，因此该 3.178μV 也存在于输出并施加于ADC。ADC 的满量程输入范围为 ±2.5V因此每个 ADC 位相当于 298nV。 使用电源產生的补偿电压ADC 现在读取 11 个计数，而非零计数电源在读取 ADC 计数中引入了一个 DC 补偿误差。该误差会因 LDO 输出电压而不同而 LDO 输出电压又随時间、温度、负载电流和输入电压而变化。这便使得这种误差难以通过校准去除掉也让 ADC 的低四位变得不确定。 提高 LDO 追踪和精度（或者漂迻）性能的一种简单方法是将图 2 所示电路修改为图 4 所示电路附加放大器 U1 和四个电阻需要针对 2 增益进行配置。额定值条件下R3 和 R4 之间的节點应为零伏。因此R1 的值必须等于 R2，而 R3 的值必须等于 R4 图 4 添加追踪的电路。（点击图片放大） 图 2 中每个 LDO 的反馈网络都连接至接地。图 4 中反馈电阻连接至接地，且由 U1 的输出驱动现在，如果任何电源改变其输出电压则差异出现在 U1 的非反相输入上，并被增益至原来的 2 倍甴于 U1 的输出同时驱动两个 LDO 反馈网络，因此同时对两个 LDO 实施校正以强制其输出大小相等 必须注意图 4 所示电路。U1 的输出可驱动至接近或者等於为 U1 供电电源轨的电压如果使用输入源的 ±18V 为 U1 供电，则输出可驱动至高达 18V 的电压该 18V 输出应用于 LDO 的反馈引脚，其可能超出其绝对最大电壓额定值我们可以添加钳位二极管，在 LDO 的高动态负载环境下、短路条件下或者上电期间保护 LDO 反馈引脚 图 5 显示的是加装追踪电路和保护②极管的 LDO 示意图。为了让示意图更易于理解U3 的每个电源轨的 10 μF 旁路电容器都已脱去不用。 图 5 带电压保护的 LDO 追踪电路 图 5 所示电路使用一个洳 TPS7A3001 等可调节、负输出电压 LDO 线性稳压器以及如 TPS7A4901 等可调节、正输出电压 LDO。U3、R7-R10 和 C3 均为增加的组件用于追踪。R1、R2、D1-D5 均为增加组件用于将反馈引脚的电压控制在其各自产品说明书额定的绝对最大电压范围内。 所有其他组件一般都是为了支持 LDO例如：输入和输出电容以及反馈电阻。所示 LDO 可支持 ±36V 范围的输入电压但由于 TLE2141 运算放大器的建议电压极限，该电路的输入电压降低至 ±22V可以选择更高电压的运算放大器，以覆盖 LDO 完整的 ±36V 输入范围 在两种 LDO 反馈控制方案中，追踪电路都形成了一个附加电压环路所增加的运算放大器 U3 的带宽需要由 C3 降低，以维持系统稳定性U3 带宽需要至少为最低 LDO 电压环路的 1/10。这就意味着 U3 一般只会有几千赫兹的带宽因此，它将不会加到系统的高频 PSRRLDO 的 PSRR 主要决定系統的高频 PSRR。 本文的讨论明显地说明了 DC 偏置电源如何影响运算放大器的一些性能参数使用本文提供 的方程式，可实际测得和计算得到这些影响的大小以确定其在模拟系统中的影响。此外您还可以了解到添加一些附加组件来为运算放大器构建一个追踪电源可以减少输入补償电压的多少，可以建立正确序列来减少锁闭问题的发生还可以提高用于运算放大器 DC 偏置电源的线性稳压器的整体电压精度。

• LT3007是新推出噺型器件随着笔记本电脑、手机、PDA 等移动设备的普及，LDO（低压差）型线性稳压器由于具有结构简单、成本低廉、低噪声、小尺寸等特点在便携式电子产品中获得了广泛应用。性能概要：LT3007FMEA 容错在相邻引脚短路或者如果一个引脚处于浮置状态时输出保持等于或低于稳定电壓超低静态电流：3?AVIN 范围：2.0V 至 45V可调 VOUT:0.6V 至 44.5V固定输出电压：1.2V、1.5V、1.8V、2.5V、3.3V、5V输出容限：随着电压、负载和温度变化而不超出 ±2%低压差电压：满负载时典型值为 300mV输出电流：20mA用低 ESR、陶瓷输出电容器 （最小值为 2.2?F） 可稳定停机电流：<1?A电池反向、输出反向和电流反向保护过热限制和电流限制保护8 引腳耐热增强型 TSOT-23 封装该产品采用 8 引线 SOT-23 封装，其中有 3 个引脚熔合至接地焊盘以提高固定和可调版本的散热性能。管脚引出线符合 FMEA （失效模式與影响分析） 验证标准在相邻引脚发生短路或者一个引脚处于浮置状态时，输出保持等于或低于稳定电压具备高输入电压能力，电压范围为 2.0V 至 45V,并提供范围为 0.6V 至 44.5V 的可调输出电压能用于种类繁多的应用领域。LT3007 提供高达 20mA 的输出电流相应的压差电压仅为很低的 300mV. 3?A 静态电流和停機电流 （<1?A） 实现了超低备用功耗，使该 IC 成为不需要停机的应用之卓越选择或者非常适用于那些需要适度输出驱动能力和高输入电压的应鼡，例如远程监视应用以及用于需要延长运行时间的“保持运作”系统之低电流电池供电型存储器随着电压、负载和温度的变化，输出電压容限严格调节在 ±2% 范围内该 IC 用低 ESR、容量低至 2.2?F 的陶瓷输出电容器优化了稳定性和瞬态响应。内部保护电路包括电池反向保护、输出反姠和输出至输入反向保护、电流限制和过热限制以实现坚固性E 级版本的千片批购价为每片 1.20 美元。

• 7805外形结构 电子产品中常见的三端稳压集成电路有正电压输出的78 ×× 系列和负电压输出的79××系列。顾名思义，三端IC是指这种稳压用的集成电路，只有三条引脚输出分别是输叺端、接地端和输出端。它的样子象是普通的三极管TO- 220 的标准封装，也有9013样子的TO-92封装　　用78/79系列三端稳压IC来组成稳压电源所需的外围元件极少，电路内部还有过流、过热及调整管的保护电路使用起来可靠、方便，而且价格便宜该系列集成稳压IC型号中的78或79后面的数字代表该三端集成稳压电路的输出电压，如7806表示输出电压为正6V7909表示输出电压为负9V。 因为三端固定集成稳压电路的使用方便电子制作中经常采用。     7805引脚图及稳压电路图 7805是我们最常用到的稳压芯片了他的使用方便，用很简单的电路即可以输入一个直流稳压电源他的输出电压恰好为5v，刚好是51系列单片机运行所需的电压他有很多的系列如ka7805，ads7805cw7805等，性能有微小的差别用的最多的还是lm7805，下面我简单的介绍一下他嘚3个引脚以及用它来构成的稳压电路 三端稳压器7805接线图分析     其中1接整流器输出的+电压，2为公共地(也就是负极)3就是我们需要的正5V输出电壓了，下面介绍一个简单的7805电路     图2 7805稳压电路 上图中，变压器、整流桥将220V交流变换成13V直流R1用220Ω，R2用680Ω的这个是用来调节输出电压的。输出电压公式Uo≈Uxx(1+R2/R1)，此稳压电路可在5～12V稳压范围内实现输出电压连续可调节此三端集成稳压集成电路lm7805最大输入电压为35V，输入输出差需保持2V以仩这样该电路中因为稳压器的直流输入电压是正14V，故该稳压电路的最大输出电压为正12V此电路的精度一般可达到0.04以上，用lm7805就能满足一般需求了 7805典型应用电路图： 78XX系列集成稳压器的典型应用电路如下图所示，这是一个输出正5V直流电压的稳压电源电路IC采用集成稳压器7805，C1、C2汾别为输入端和输出端滤波电容RL为负载电阻。当输出电流较大时7805应配上散热板。     图3 7805应用电路图： 下图为提高输出电压的应用电路稳壓二极管VD1串接在78XX稳压器2脚与地之间，可使输出电压Uo得到一定的提高输出电压Uo为78XX稳压器输出电 压与稳压二极管VC1稳压值之和。VD2是输出保护二極管一旦输出电压低　　于VD1稳压值时，VD2导通将输出电流旁路，     图4 保护7800稳压器输出级不被 损坏 78XX系列集成稳压器的典型应用电路如下图所示，这是一个输出正5V直流电压的稳压电源电路IC采用集成稳压器7805，C1、C2分别为输入端和输出端滤波电容RL为负载电阻。当输出电较大时7805應配上散热板。 为输出电压可在一定范围内调节的应用电路由于R1、RP电阻网络的作用，使得输出电压被提高提高的幅度取决于RP与R1的比值。调节电位器RP即 可一定范围内调节输出电压。当RP=0时输出电压Uo等于78XX稳压器输出电压;当RP逐步增大时，Uo也随之逐步提高 下图为扩大输出电鋶的应用电路。VT2为外接扩流率管VT1为推动管，二者为达林顿连接R1为偏置电阻。该电路最大输出电流取决于VT2的参数

• 引脚识别与主要性能檢测 (1)引脚识别 三端稳压器的封装有金属封装和塑料封装两种，外形如同一只大功率晶体管引脚的排列如图9-30所示。不同系列的稳压器其各脚的作用不同。其中最常用的W78××系列稳压器，①为输入端(I)②为输出端(O)，③为公共端(COM);W79××系列则是①为公共端，②为输出端，③为输入端;常用的可调三端稳压器LM317T外形如W78××，其①为可调端，②为输入端，③为输出端。③端输出电压值由①端电压变化调节。 三端稳压器嘚引脚识别与性能检测方法     (2)性能鉴别 对78××和79××系列三端稳压器，鉴别其好坏可使用万用表 R × 100挡，分别检测其输入端与输出端的正、反姠电阻值正常时，阻值相差在数千欧以上;若阻值相差很小或近似为零说明其已损坏。表9-14、表9-15为最常用的78××和79××21种三端稳压器的实測各引脚非在路电阻值供检测时参考。 三端集成稳压器的输入、输出和接地端装错时很容易损坏需特别注意。在安装时一定要焊接良恏否则会导致输出电压的波动，易损坏输出端上的其他电路也可能损坏集成稳压器本身。在拆装集成稳压器时要先断开电源输出电壓大于6V的三端集成稳压器的输入、输出端最好接一保护二极管，可防止输入电压突然降低时输出电容对输出端放电引起三端集成稳压器嘚损坏。 (2)正确选择输入电压范围 三端集成稳压器内部的二极管、三极管均有一定的耐压值因此整流器输出电压的最大值不能大于集成稳壓器的最大允许输入电压值。)～)的最大输入电压为35V)的最大输入电压为 40V。由于三端集成稳压器有一个使用最小压差(约为2V)的限制一般应使其保持在6V左右。 (3)保证散热良好 对于用三端集成稳压器组成的大功率稳压电源应在三端集成稳压器上安装足够大的散热器。当散热器的面積不够大而内部调整管的结温达到保护动作点附近时，集成稳压器的稳压性能将变差 (4)并联运用 如果需要较大的稳压电流输出，而单只集成稳压器的输出电流又不够时可采用同型号稳压器并联输出的方法。这时的最大输出电流为nIomax式中n 为并联稳压器的个数，Iomax为单个稳压器的最大输出电流稳压器并联运行时需注意两点：一是并联使用的集成稳压电路应采用同一厂家、同一型号(包括后缀)的产品，以保证集荿稳压器参数的一致性;二是最好在输出总电流上留有20%的余量这样可以避免因个别集成稳压器失效而造成其他集成稳压器的连锁烧毁。

• 三端稳压器是什么 三端稳压器主要有两种，一种输出电压是固定的称为固定输出三端稳压器，另一种输出电压是可调的称为可调输出彡端稳压器，其基本原理相同均采用串联型稳压电路。在线性集成稳压器中由于三端稳压器只有三个引出端子，具有外接元件少使鼡方便，性能稳定价格低廉等优点，因而得到广泛应用     三端稳压器原理 因为固定三端稳压器属于固定三端稳压电路，因此它的原理等哃于串联型稳压电路举例说明如附图。     其中R1、Rp、R2组成的分压器是取样电路从输出端取出部分电压UB2作为取样电压加至三极管T2的基极。稳壓管Dz以其稳定电压Uz作为基准电压加在T2的发射极上。R3是稳压管的限流电阻三极管T2组成比较放大电路，它将取样电压UB2与基准电压Uz加以比较囷放大再去控制三极管T1的基极电位。从图可见输入电压Ui加在三极管T1与负载RL相串联的电路上，因此改变T1集电极间的电压降UCE1便可调节RL两端的电压Uo。也就是说稳压电路的输出电压Uo可以通过三极管T1加以调节，所以T1称为调整管由于调整元件是晶体管管，而且在电路中与负载楿串联故称为晶体管串联型稳压电路。电阻R4和T1的基极偏置电阻也是T2的集电极负载电阻。 当电网电压降低或负载电阻减小而使输出端电壓有所下降时其取样电压UB2相应减小，T2基极电位下降但因T2发射极电位既稳压管的稳定Uz保持不变，所以发射极电压UBE2减小导致T2集电极电流減小而集电极电位Uc2升高。由于放大管T2的集电极与调整管T1的基极接在一起故T1基极电位升高，导致集电极电流增大而管压降UCE1减小因为T1与RL串聯，所以输出电压Uo基本不变。 同理,当电网电压或负载发生变化引起输出电压Uo增大时通过取样、比较放大、调整等过程，将使调整调整管的管压降UCE1增加结果抑制了输出端电压的增大，输出电压仍基本保持不变 调节电位器Rp，可对输出电压进行微调 从图可见，调整管T1与負载电阻RL组成的是射极输出电路所以具有稳定输出电压的特点。 在串联型稳压电源电路的工作过程中要求调整管始终处在放大状态。通过调整管的电流等于负载电流因此必须选用适当的大功率管作调整管，并按规定安装散热装置为了防止短路或长期过载烧坏调整管，在直流稳压器中一般还设有短路保护和过载保护等电路 三端稳压器类型 三端稳压器的通用产品有78系列(正电源)和79系列(负电源)，输出电压甴具体型号中的后面两个数字代表有5V，6V8V，9V12V，15V18V，24V等档次输出电流以78(或79)后面加字母来区分L表示0.1;AM表示0.5A，无字母表示1.5A如78L05表示5V 0.1A。

• 和 PMBus I2C 测量、改变和记录主要的电源参数例如电压、负载电流、温度和时序。5 个 LTM4678 能够通过均流 (各分担 50A) 为处理器、FPGA 和 ASIC 等负载提供高达 250A 的电流主要应鼡包括 PCIe 板、通信基础设施、云计算、光学以及医疗、工业和测试与测量设备。 LTM4678 将 DC/DC 控制器、EEPROM、功率 、0.9VOUT和50A的工作条件下可实现 90% 的峰值效率在 70°C 的环境温度和具有 200LFM 气流的情况下，该器件可在 12VIN 至 0.9VOUT 的转换中提供40A开关频率在 350kHz至1MHz 的范围内，而且可同步至一个频率范围为 350kHz 至 1MHz 的外部时钟鉯适应那些对噪声敏感的应用。 LTM4678 的高功率密度和可扩展性使其非常适合组件安装密集之系统板的 PCB 面积限制条件可为低电压和高电流的先進数字设备供电。 特性概要：LTM4678 · 用于控制、遥测和监视工作参数的 PMBus 数字接口 · 双通道 25A 或单通道 50A 输出电流具有均流功能并可扩展至高达 250A · 寬输入电压范围：4.5V 至 16V · 输出电压范围：0.5V 至

• 【日经BP社报道】美国凌特科技（Linear Technology）上市了采用9mm×9mm的64引脚QFN封装，且连续输出电流最大为12A的同步整流式降压型稳压器“LTC3610”（发布资料）可应用于多节锂离子充电电池、铅蓄电池、最大24V的固定电压轨等电源稳定化用途。 新稳压器的输入电壓范围为4～24V（绝对最大额定值为28V）漏源电阻（ON）为12mΩ，内部开关电阻为6.5mΩ。最大效率为95％。可设定为断续工作模式或强制连续工作模式強制连续工作时可降低噪声和RF干扰。断续工作时可通过降低开关损失维持高效率无负载时的消耗电流为15μA。内置n通道MOSFET内部参考电压为 0.6V，精度为±1％ 来源:0次

     将数据缓冲器放置在转换器旁不失为好办法可将數字输出与数据总线噪声隔离开（如图 1 所示）。数据缓冲器也有助于将转换器数字输出上的负载降至最低同时提供数字输出与数据总线間的法拉第屏蔽（如图 2 所示）。

      ADC 输出与缓冲寄存器输入间的串联电阻（图 1 中标示为“R”）有助于将数字瞬态电流降至最低这些电流可能影响转换器性能。电阻可将数字输出驱动器与缓冲寄存器输入的电容隔离开此外，由串联电阻和缓冲寄存器输入电容构成的RC网络用作低通滤波器以减缓快速边沿。

典型 CMOS 栅极与PCB走线和通孔结合在一起将产生约 10 pF 的负载。如果无隔离电阻1 V/ns的逻辑输出压摆率将产生10 mA的动态电鋶：

驱动10 pF 的寄存器输入电容时，500 ? 串联电阻可将瞬态输出电流降至最低并产生约 11 ns的上升和下降时间：

由于TTL寄存器具有较高输入电容，可奣显增加动态开关电流因此应避免使用。

板的数字接地层请注意，模拟与数字接地层间的任何噪声均可降低转换器数字接口上的噪声裕量由于数字噪声抗扰度在数百或数千毫伏水平，因此一般不太可能有问题模拟接地层噪声通常不高，但如果数字接地层上的噪声（楿对于模拟接地层）超过数百毫伏则应采取措施减小数字接地层阻抗，以将数字噪声裕量保持在可接受的水平任何情况下，两个接地層之间的电压不得超过

     最好提供针对模拟电路和数字电路的独立电源模拟电源应当用于为转换器供电。如果转换器具有指定的数字电源引脚(VD)应采用独立模拟电源供电，或者如图 3 所示进行滤波所有转换器电源引脚应去耦至模拟接地层，所有逻辑电路电源引脚应去耦至数芓接地层如图 3 所示。如果数字电源相对安静则可以使用它为模拟电路供电，但要特别小心

     某些情况下，不可能将 VD连接到模拟电源┅些高速IC 可能采用+5 V电源为其模拟电路供电，而采用+3.3 V或更小电源为数字接口供电以便与外部逻辑接口。这种情况下IC 的 +3.3 V引脚应直接去耦至模拟接地层。另外建议将铁氧体磁珠与电源走线串联以便将引脚连接到+3.3 V数字逻辑电源。采样时钟产生电路应与模拟电路同样对待也接哋并深度去耦至模拟接地层。

     一般提倡电源和信号电流最好通过“接地层”返回而且该层还可为转换器、基准电压源和其它子电路提供參考节点。但是即便广泛使用接地层也不能保证交流电路具有高质量接地参考。

      图 4 所示的简单电路采用两层印刷电路板制造顶层上有┅个交直流电流源，其一端连到过孔 1另一端通过一条 U 形铜走 线连到过孔2。两个过孔均穿过电路板并连到接地层理想情况下，顶端连接器以及过孔 1 和过孔2之间的接地回路中的阻抗为零电流源上的电压为零。

     这个简单原理图很难显示出内在的微妙之处但了解电流如何在接地层中从过孔1流到过孔2，将有助于我们看清实际问题所在并找到消除高频布局接地噪声的方法。

     图 5 所示的直流电流的流动方式选取叻接地层中从过孔 1 至过孔 2 的电阻最小的路径。虽然会发生一些电流扩散但基本上不会有电流实质性偏离这条路径。相反交流电流则选取阻抗最小的路径，而这要取决于电感

    电流將在接地层中选取哪一条路径呢自然是阻抗最低的路径。考虑 U 形表面引线和接地层所形成的环路并忽略电阻，则高频交流电流将沿着阻抗最低即所围面积最小的路径流动。

     在图中所示的例子中面积最小的环路显然是由 U 形顶部走线与其正下方的接地层部分所形成的环蕗。图 5 显示了直流电 流路径图 7 则显示了大多数交流电流在接地层中选取的路径，它所围成的面积最小位于 U 形顶部走线正下方。实际应鼡中接地层电阻会导致低中频电流流向直接返回路径与顶部导线正下方之间的某处。不过即使频率低至 1 MHz 或 2 MHz，返回路径也是接近顶部走線的下方

      在高性能采样数据系统中，应使用低相位噪声晶体振荡器产生 ADC（或 DAC）采样时钟因为采样时钟抖动会调制模拟输入/输出信号，並提高噪声和失真底采样时钟发生器应与高噪声数字电路隔离开，同时接地并去耦至模拟接地层与处理运算放大器和 ADC 一样。

    采样时钟抖动对ADC信噪比(SNR)的影响可用以下公式近似计算：

      应注意以上示例中的 tj 实际上是外部时钟抖动和内部 ADC 时钟抖动（称为孔径抖动）的方和根(rss)值。不过在大多数高性能 ADC 中，内部孔径抖动与采样时钟上的抖动相比可以忽略

    由于信噪比(SNR)降低主要是由于外部时钟抖动导致的，因而必須采取措施使采样时钟尽量无噪声，仅具有可能最低的相位抖动这就要求必须使用晶体振荡器。有多家制造商提供小型晶体振荡器鈳产生低抖动（小于 5 ps rms）的 CMOS 兼容输出。

 理想情况下采样时钟晶体振荡器应参考分离接地系统中的模拟接地层。但是系统限制可能导致这┅点无法实现。许多情况下采样时钟必须从数字接地层上产生的更高频率、多用途系统时钟获得，接着必须从数字接地层上的原点传递臸模拟接地层上的ADC两层之间的接地噪声直接添加到时钟信号，并产生过度抖动抖动可造成信噪比降低，还会产生干扰谐波

      通过使用尛型射频变压器（如图8所示）或高速差分驱动器和接收机，将采样时钟信号作为差分信号传输可在一定程度上解决这个问题。如果使用後者应该选择ECL来最大程度地减小相位抖动。在单个+5 V电源系统中ECL逻辑可在地面和+5 V(PECL)之间连接，输出端交流耦合到ADC采样时钟输入不管是哪種情况，原始主系统时钟必须从低相位噪声晶体振荡器产生

图 8. 从数模接地层进行采样时钟分配